电源控制器范文第1篇

关键词:pwm控制;谐波抑制;滞环比较;三角波比较

0 引言

有源电力滤波器由于其优良的性能而在电力滤波中逐渐替代无源滤波器。由于有源滤波器的原理是自身实时产生一个与谐波方向相反,幅值相同的补偿电压(电流),这就要求滤波器产生的补偿电压(电流)必须具有很好的跟踪性和准确性。pwm(脉冲宽度调制)控制是有源电力滤波器控制系统中最常用,也是最有效的控制方法。当检测系统检测到谐波后,指令运算电路根据检测到的谐波产生补偿信号,该信号通过跟踪控制电路生成pwm信号,最后驱动电路根据pwm信号产生补偿电压(电流)。目前采用的pwm控制方式主要有滞环比较方式、三角波比较方式、无差拍控制、单周控制等,以上方法都有自己的优缺点,本文将对几种常用的pwm控制方式进行探讨。

1 滞环比较pwm控制方式

滞环比较控制方法是将补偿电流(电压)的指令信号与逆变器实际电流(电压)补偿信号进行比较,两者之差输入到具有滞环特性的比较器,通过比较器的输出来控制开关的开合,从而达到变流器输出值实时跟踪补偿电流(电压)参考值。

补偿电流的指令信号i*c与实际的补偿电流信号ic进行比较,两者的偏差ic作为滞环比较器的输入。用h表示滞环比较器的环宽,当?ic?h时,滞环比较器的输出将翻转,则补偿电流ic的方向随之改变,使ic减小,保证了补偿电流跟踪指令电流的变化。这种控制方法硬件电路简单,属于实时控制方式的一种,补偿量响应快,开关损耗小,而且不用载波,在逆变器的输出中不含特定频率的谐波分量。缺点是系统的开关频率、响应速度及电流的跟踪精度会受滞环带宽影响。带宽固定时,开关频率会随补偿电流变化而变化,从而引起较大的脉动电流和开关噪声。

2 三角波比较pwm控制方式

三角载波比较的跟踪控制方法是最简单的一种控制方法。

该方式将补偿电压的指令信号u*c与实际的补偿电压信号uc进行比较,两者的偏差uc经放大器a之后再与三角波比较,所得到的矩形脉冲作为变流器各开关元件的控制信号,从而在变流器输出端获得所需的波形。放大器a往往采用比例放大器或比例积分放大器。这样组成的一个控制系统是基于把uc控制为最小来进行设计的。该调制方法的最大优点是开关频率固定,简单易行,响应速度快,对具有足够高开关频率的系统有良好的控制特性,缺点是输出波形中含有与三角载波相同频率的高频畸变分量,开关损耗较大,在大功率应用中受到限制。

3 无差拍控制

无差拍控制是一种建立在精确数学模型与严密数学推导之上的状态反馈控制,控制质量很大程度上依赖于控制器参数与主电路参数的配合。无差拍控制的主要特点是采用预测的手段,其基本思想是根据在第k个采样时刻所检测的负载电流和补偿电流,计算第k+l时刻的指令电流值和各种可能开关状态下补偿电流的预测值。然后计算某种特定的目标函数(一般为指令值和预测值的累计误差),选择目标函数最小的开关状态作为k+l时刻的开关依据。这种控制方法的动态性能好,可以消除稳态误差,并且能在最短的时间内结束过渡过程,它的缺点是对模型参数敏感而且鲁棒性差。另外控制器参数是根据主电路元件标称参数计算得到的,标称参数与元件的实际参数存在着一定的差,且受温度、运行条件的影响会有一定的漂移,这样就会导致控制器参数与主电路参数不能很好地配合,从而引起系统极点改变,破坏无差拍控制条件。

4 单周控制

单周控制是一种非线性控制法,将非线性控制的本质与开关电路有机的结合,可以实现快速的瞬态响应。这种方法的基本思想是:控制开关占空比,在每个周期内使开关变量的平均值与控制参考值相等或成一定比例,从而消除稳态和瞬态误差,使前一周期的误差不会带到下一周期,实现对控制参考的瞬时跟踪。

单周控制法作为一种新型非线性控制法,具有结构简单、控制精度高、响应速度快,特别是具有控制性能对系统和电源参数变化不敏感等优点,克服了传统的pwm控制方法的不足,适用于各种脉宽调制、软开关、谐振开关等开关逆变器,用用于有源电力滤波器控制时,具有不需要检测、可分离畸变信号和控制电路简单等优点。

5 最优矢量控制

最优矢量控制方法选取最优的空间电压矢量,对电流(电压)偏差微分矢量进行控制,从而实现对电流(电压)偏差矢量的控制。在获得电流(电压)的快速响应的同时,抑制了输出电流(电压)的高次谐波,降低了功率器件的工作频率,降低了有源滤波器的损耗。

6 结束语

本文对有源电力滤波器主要的几种pwm信号控制方法进行了介绍和比较,另外pwm信号控制方法还有空间矢量控制法、模糊逻辑控制法、自适应控制法以及学习控制法等,它们在应用中都各有优势和不足。在实际应用中一般根据侧重点以及具体环境、条件的不同而选择最适合的方法。

参考资料

[1]叶忠明等.一种混合有源电力滤波器的研究.电力系统自动化.1998(7)

[2]孙辉等.电能质量调节技术及其应用.大连理工大学学报.2003,3

[3]李玉梅,马伟明.无差拍控制在串联电力有源滤波器中的应用.电力系统自动化.2001,25

[4]万健如,裴玮等.统一电能质量调节器同步无差拍控制方法研究.中国电机工程学报.2005,25(13)

[5]蒋强.基于dsp的三相有源电力滤波器控制系统设计[d].四川大学.2002

电源控制器范文第2篇

摘 要：以uc3842和fqp12n60c为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。

关键词：变频器；开关电源；uc3842

引言

现应用uc3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为cpu供电的+5v电源误差范围在0.1v，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。

1 设计要求

本电源利用pwm控制技术实现dc-dc转换，通过fqp12n60c的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。

具体指标如下：输入：直流250v±40%，输出：直流+24v、6a；+5v、2a。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。

2 原理图功能分析与设计过程

基于uc3842和fqp12n60c所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、pwm控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。

2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从ac（l）线路进线串联保险丝（f1），起到过流保护作用。从ac（n）线路进线串联热敏电阻（rt110d-9），对接通ac电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（vr1），对接通ac电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容cx1，泄流电阻r5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联x2电容。然后经过整流桥d1整流，在直流侧并联电解电容c10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。

2.2功率管参数调整与电路设计。电阻r1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻r2实现线电压检测。由电阻r6，电容c30，开关管zd1，二极管d88组成简单的rcd箝位电路。达到保护开关管的目的。因而t1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管d3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（ic2）电压及光耦合器（ic1）决定。电阻r9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5v输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。

2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。

（1）设计参数。设计使其工作在132khz模式下。输入：直流250v±40%，输出：+24v、6a；+5v、2a。

（2）功率计算。

p=24×6×1+5×2×1=154w （1）

（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）

sj=0.15■=2.01cm2 （2）

p1=■=■=181.18w （3）

再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯eer40。

（4）工作时的磁通密度计算。对于eer40的磁芯，振幅取其一半bac=0.195t。

（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中d为占空比，vs为原边输入电压，vor为原边感应电压。d=■本文选定占空比d=0.5。

（6）计算变压器的原边匝数：np=■=42匝。

（7）计算变压器的副边匝数。对于+5v，考虑到整流管的压降0.7v以及绕组压降0.6v。则副边+5v电压值：v2=（5+0.7+0.6）v=6.3v。

原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。

则+5v副边绕组匝数为：n5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到e型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5v副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持v-s值相等。由此可得：+24v副边绕组匝数为：n24=■=7.08匝。取整数值为7匝。

对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。ns=■=1.76匝。取整数值为2匝。

（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mh），根据lp=vs■则全周期ts的平均输入电流is=■=■=1a。

相应的im=■=2a，ip1=■=1a。

ip2=3ip1=3a在ton期间电流变化量i=ip2-ip1=2a，lp=vs■=150×■=0.56mh。所以电感系数al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的al=f（lg）曲线，可求得气隙

lg=■=■=0.45mm

（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分bdc。根据公式计算可以得到：bdc=?滋h=185mt

而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值bmax=?滋h=■+bdc=282.5mt，而从磁性材料曲线可知bs=390mt，故工作时留有余量，设计通过。

（1、烟台德尔自控技术有限公司，山东 烟台 264006 2、沈阳工业大学，辽宁 沈阳 110178）

摘 要：以uc3842和fqp12n60c为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。

关键词：变频器；开关电源；uc3842

引言

现应用uc3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为cpu供电的+5v电源误差范围在0.1v，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。

1 设计要求

本电源利用pwm控制技术实现dc-dc转换，通过fqp12n60c的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。

具体指标如下：输入：直流250v±40%，输出：直流+24v、6a；+5v、2a。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。

2 原理图功能分析与设计过程

基于uc3842和fqp12n60c所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、pwm控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。

2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从ac（l）线路进线串联保险丝（f1），起到过流保护作用。从ac（n）线路进线串联热敏电阻（rt110d-9），对接通ac电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（vr1），对接通ac电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容cx1，泄流电阻r5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联x2电容。然后经过整流桥d1整流，在直流侧并联电解电容c10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。

2.2功率管参数调整与电路设计。电阻r1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻r2实现线电压检测。由电阻r6，电容c30，开关管zd1，二极管d88组成简单的rcd箝位电路。达到保护开关管的目的。因而t1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管d3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（ic2）电压及光耦合器（ic1）决定。电阻r9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5v输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。

2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。

（1）设计参数。设计使其工作在132khz模式下。输入：直流250v±40%，输出：+24v、6a；+5v、2a。

（2）功率计算。

p=24×6×1+5×2×1=154w （1）

（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）

sj=0.15■=2.01cm2 （2）

p1=■=■=181.18w （3）

再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯eer40。

（4）工作时的磁通密度计算。对于eer40的磁芯，振幅取其一半bac=0.195t。

（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中d为占空比，vs为原边输入电压，vor为原边感应电压。d=■本文选定占空比d=0.5。

（6）计算变压器的原边匝数：np=■=42匝。

（7）计算变压器的副边匝数。对于+5v，考虑到整流管的压降0.7v以及绕组压降0.6v。则副边+5v电压值：v2=（5+0.7+0.6）v=6.3v。

原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。

则+5v副边绕组匝数为：n5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到e型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5v副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持v-s值相等。由此可得：+24v副边绕组匝数为：n24=■=7.08匝。取整数值为7匝。

对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。ns=■=1.76匝。取整数值为2匝。

（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mh），根据lp=vs■则全周期ts的平均输入电流is=■=■=1a。

相应的im=■=2a，ip1=■=1a。

ip2=3ip1=3a在ton期间电流变化量i=ip2-ip1=2a，lp=vs■=150×■=0.56mh。所以电感系数al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的al=f（lg）曲线，可求得气隙

lg=■=■=0.45mm

（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分bdc。根据公式计算可以得到：bdc=?滋h=185mt

而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值bmax=?滋h=■+bdc=282.5mt，而从磁性材料曲线可知bs=390mt，故工作时留有余量，设计通过。

3 结论

24v输出电压波形

参考文献

[1]张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[m].第一版.北京：电子工业出版社，1999，7.

[2]赵书红，谢吉华，曹曦.一种基于top switch的变频器开关电源[j].电气传动，2007，26（9）：76-80.3 结论

24v输出电压波形

参考文献

电源控制器范文第3篇

关键词 模糊控制 逆变电源 PID

中图分类号：TM57 文献标识码：A

1 什么是模糊控制

模糊控制（Fuzzy Control）是从模糊集理论，模糊语言变量和模糊逻辑推理为基础的一种控制方法，它从行为上模仿人的推理和决策过程。该方法首先将操作人员或专家经验编成模糊规则，然后将来自传感器的实时信号模糊化，将模糊化后的信号作为模糊规则的输入，完成模糊推理，将推理后得到的输出量加到执行器上。

2 模糊控制的产生原因和发展

在传统的控制领域里，控制系统动态模式的精确与否是影响控制优劣的最主要关键，系统动态的信息越详细，则越能达到精确控制的目的。然而，对于复杂的系统，由于变量太多，往往难以正确的描述系统的动态，于是工程师便利用各种方法来简化系统动态，以达成控制的目的，但却不尽理想。换言之，传统的控制理论对于明确系统有强而有力的控制能力，但对于过于复杂或难以精确描述的系统，则显得无能为力了。因此便尝试着以模糊数学来处理这些控制问题。

3 模糊控制原理

模糊控制是以模糊集合论、模糊语言变量及模糊逻辑推理为基础的计算机智能控制。

模糊控制的基本原理框图如图1所示。它的核心部分为模糊控制器，如图中点划线框中所示，模糊控制器的控制规律由计算机的程序实现。实现一步模糊控制算法的过程描述如下：微机经中断采样获取被控制量的精确值，然后将此量与给定值比较得到误差信号E，一般选误差信号E作为模糊控制器的一个输入量。把误差信号E的精确量进行模糊化变成模糊量。误差E的模糊量可用相应的模糊语言表示，得到误差E的模糊语言集合的一个子集（是一个模糊矢量），再由和模糊控制规则（模糊算子）根据推理的合成规则进行模糊决策，得到模糊控制量，即 = ？。

模糊控制系统与通常的计算机数字控制系统的主要区别是采用了模糊控制器，模糊控制器是模糊控制系统的核心，一个模糊控制系统性能的优劣，主要取决于模糊控制器的结构，所采用的模糊规则，合成推理算法及模糊决策的方法等因素。

4 模糊控制器的设计思想

模糊控制器最简单的实现方法是将一系列模糊规则离线转化为一个查询表（又称控制表），储存在计算机中供在线控制时使用。这种模糊控制器结构简单，使用方便，是最基本的一种形式。其设计思想是设计其他模糊控制器的基础。

（1）确定模糊控制器的输入变量和输出变量。

（2）归纳和总结模糊控制器的控制规则。

（3）确定模糊化和去模糊化的方法。

（4）选择论域并确定有关参数。

（5）合理选择采样时间。

5 模糊PI控制器的设计

5.1 模糊自适应整定PID控制的原理

在工业生产过程中，许多被控对象随着负荷变化或干扰因素影响，其对象特性参数或结构发生改变。自适应控制运用现代控制理论在线辨识对象特征参数，实时改变其控制策略，使控制系统品质指标保持在最佳范围内，但其控制效果的好坏取决于辨识模型的精确度，这对于复杂系统是非常困难的。因此，在工业生产过程中，大量采用的仍然是PID算法，PID参数的整定方法很多，但大多数都以对象特性为基础。

随之计算机技术的发展，利用人工智能的方法将操作人员的调整经验作为知识存入计算机中，根据现场实际情况，计算机能自动调整PID参数，这样就出现了智能PID控制器。

自适应模糊PID控制器以误差。和误差变化率。c作为输入，可以满足不同时刻的e和ec。对PID参数白整定的要求。利用模糊控制规则在线对PID控制参数进行修改，构成了自适应模糊PID控制器。

PID参数模糊自整定是找出PID三个参数与e和ec之间的模糊关系，在运行中通过不断检测e和ec，根据模糊控制原理来对三个参数进行在线修改，以满足不同e和ec时对控制参数的不同要求，从而使被控对象有良好的动、静态性能。PID参数的整定必须考虑到在不同的时刻三个参数的作用以及相互之间的互连关系。

模糊自整定PID是在PID算法的基础上，通过计算当前系统误差和误差变化率，利用模糊规则进行模糊推理，查询模糊矩阵表进行参数调整。

模糊控制设计的核心是总结工程设计人员的技术知识和实际操作经验，建立适合的模糊规则表，得到针对kp， ki ，二个参数分别整定的模糊控制规则表。

本方案模糊控制器的输入为误差e和误差变化率ec。输出为Kp和Ki，再将2个输入变量e和ec，2个输出变量Kp和Ki的论域均被划分为7个模糊子集：负大（NB）、负中（NM）、负小（NS）、零（Z）、正小（PS）、正中（PM）、正大（PB）。因此可得出各模糊子集的隶属度，根据各模糊子集的隶属度赋值表和各参数模糊控制模型，应用模糊合成推理设计PID参数的模糊矩阵表，查出修正参数代入下式计算：

在线运行过程中，控制系统通过对模糊逻辑规则的结果处理、查表和运算，完成对PID参数的在线自校正。

参考文献

[1] 胡兴柳.400Hz逆变器的数字控制技术研究[C].南京航空航天大学，2004：1-9.

[2] 王兆安，黄俊.电力电子技术[M].机械工业出版社，2000：132-145.

[3] 廉小亲.模糊控制技术[M].中国电力出版社，2003：132-156.

电源控制器范文第4篇

关键词：双电源，低压配电系统,开关电器

中图分类号：TM421 文献标识码：A

随着电力行业的迅速发展，人们越来越重视电力质量。其中能否为负载提供连续供电的能力这一指标显得尤为重要。通常采用给供电负载提供主用、备用两路独立的电源，并且实时监控两路电源的状态。当其中的一路在载电源发生欠压、过压、断相或过流等故障的时候，按照预先设定的保护程序，在无需人工干预的情况下，自动准确可靠的完成两路电源间的转换，以保证负载供电的连续性。

一、设计原理

在充分了解双电源自动转换开关的现状和发展趋势后，为提高双电源自动转换开关的整体系统性能、可靠性和智能化程度，研究和设计一款基于Cortex-M3微处理器，采用可控硅作为转换开关的投切本体，具有4.3英寸彩色液晶屏的高端双电源自动转换开关。

本文设计的双电源自动转换开关，其最主要的特点是故障保护功能全面、所有保护参数可调、人机界面简洁直观、具备双电源无缝转换的能力。

Cortex-M3是ARM公司开发的新一代ARMv7-M架构，支持所有的16bit Thumb指令集和基本的32bit Thumb-2指令集。NXP公司基于Cortex-M3架构设计了LPC1766微处理器芯片，采用哈佛结构，具有三级流水线，工作主频最高达到80MHz。具有三条总线：独立的本地指令、独立的数据总线和外设总线，还包含一个内部预取指单元支持随机跳转功能。并且设计了一个Flash存储器加速模块，用来提高Flash中代码运行效率。LPC1766在工业仪表、机电控制、安防系统等很多嵌入式系统领域得到广泛应用，是一款性能高、功耗低的32位微处理器。

二、硬件设计

硬件电路架构由主控制器单元ARM（LPC1766）、人机界面（LED、按键和液晶屏）、电源系统、开入开出模块、模拟量采集及信号调理模块和远程通讯模块组成。整个控制器的硬件电路架构框图如图2-1所示。

电流、电压等模拟量通过A/D转换器被采集到微处理器中，处理器将采集到数据与存储器中的设定参数进行比较，如果监测到采样数据超出设定范围，则判定该路电源发生故障，处理器发出相应的控制信号，控制开出继电器吸合，从而控制转换开关切换到另一路电源。

图2-1 控制器的硬件电路架构框

三、软件设计

1、主程序模块

主程序是其他所有程序的统一，是整个程序的核心。主程序模块先对系统进行上电延时和复位，然后对系统进行初始化，初始化之后，液晶屏显示开机界面，然后通过定时中断分别扫描按键，当扫描到按键状态为按下时，执行相应的操作处理；刷新模拟量检测数据，并将数据显示给液晶屏，同时将测量数据与保护参数进行比较，当有故障发生时经行逻辑判断，执行保护动作；通讯中断检测是否有通讯请求消息，如果有请求消息，经行报文分析，并返回通讯数据。

2、 数据量化处理

A/D转换得到的二进制数，是交流信号的瞬时值，而实际使用中往往需要用到的是交流信号的有效值，这就需要采集一段时间片段t内连续的瞬时值，并进行累计，通过建立数学模型，求出近似的有效值。

交流采样数据量化处理的方法有很多，最常用的方法有两种：积分法和傅氏算法。积分法的原理，是根据连续周期信号有效值定义公式，用数值积分近似代替连续积分项进行计算的一种方法；傅氏算法是利用傅氏变换公式，将离散的采样值转换到频域，再求出歌词谐波分量，然后通过线性网络叠加原理求出被测交流信号有效值的一种方法。下面简单介绍了这两种算法的原理公式并对其经行分析。

积分法原理公式

公式（3-1）

公式（3-2）

积分法计算公式有梯形法公式和辛普生法公式。

假设对一周期信号f(t)在一个周期T内，N等分采样得到一串采样值f(k)(k=0,1,2,3……N)，则梯形公式为：

公式（3-3）

辛普生公式为：

公式（3-4）

辛普生公式要求N为偶数。

傅氏算法原理公式

傅氏算法包括离散傅利叶变换(DFT)，线性网络叠加原理及复数功率定义式。

假设一个N项复数序列，n=0,1,2……N-1，它的DFT公式为：

k=0,1,2……N-1 公式（3-5）

X(K)为一复数序列，它对应着一串频率分量，它的模则为该分量的最大值，它的相角则为该分量的初相角。

得到了各谐波分量后再运用叠回原理进行计算。

公式（3-6）

公式（3-6）中，U0，I0代表恒定分量的电压、电流；U1，I1代表一次谐波电压、电流有效值；U2，I2代表二次谐波电压、电流有效值；

傅氏算法计算公式包括离散傅氏变换和叠加公式。

离散傅氏变换包括以下几个步骤：

（1）根据采样值建立序列

假设电流和电压在一个周期内有N等分采样，然后分别将电流和电压在这个周期里的N等分采样值建立成数组，即电流值序列和电压值序列，再建立一个复数序列，其中电流值序列作为这个复数序列的实部，电压值序列作为虚部即可。

（2）进行离散傅氏变换

离散傅氏变换包括多次的乘法计算，在不具备浮点运算单元，只能做定点运算的微处理器中会大大增加处理器负荷，影响计算时间。所以实际设计的时候，往往用快速傅氏变化（FFT）来代替离散傅氏变化，可以提高计算效率，并保证计算结果的精度。常用的FFT算法包括基2FFT和基4FFT。

(3)在复频域内计算电压和电流

经过FFT运算后，得到电压，电流序列的变换值

k=0，1，2，……N-1 公式（3-7）

对于实序列，由FFT性质可知：

公式（3-8）

由此可以得到电流、电压有效值的计算公式：

公式（3-9）

其中如果采用基2FFT算法，采样点的个数要求为2 m个，而如果采用基4FFT算法，采样点的个数要求为22m个，（m为正整数）。可以看出傅氏算法的计算公式科学严谨，可以保证计算结果的精度。而采用数值积分近似替代连续积分式的积分算法，由于公式算法本身的原因，误差不可避免。相比较而言，两种算法都能满足一般的测量要求。但辛普生公式在被测交流信号受到谐波影响的时候，误差会增大一些，实际的电力网络中谐波总是存在的，所以傅氏算法应用的更为广泛。

3、频率检测程序模块

频率检测程序模块主要功能是实时检测两路电源频率值，并将频率值保存到寄存器中方便故障处理程序和通讯程序使用，同时送给液晶显示屏显示。频率检测由LPC1766的CAP0.0和CAP0.1单元完成。

LPC1766的每个CAP单元都可以自行定义信号捕获方式，即上升沿捕获或下降沿捕获，当捕获到相应信号跳变沿时，记录CAP单元计数器里的计数值，通过连续两次捕获值之间的计数值差和CAP定时器周期值，可以计算出频率值。公式如下：

公式（3-10）

其中，F：被检测信号频率；

：CAP单元定时器的时钟频率；

n：CAP单元定时器的中断次数；

P：CAP单元定时器的周期值；

：t时刻CAP单元计数器里面的计数值；

：t-1时刻CAP单元计数器里面的计数值；

4、故障判断与处理程序模块

进过A/D转换得到的数据，通过傅氏算法变换，将有效值数据保存在寄存器中，故障判断程序读取寄存器里的有效值，将其和设定的保护整定值进行逻辑比较，判断是否有故障发生，如果有故障发生则进行故障处理，首先判断故障持续时间是否满足设定的故障延时时间，当延时达到设定值后，判断另一路电源是否正常，如果另一路电源没有故障，则经行转换动作，否则切换到双分状态，以保护负载。

参考文献

电源控制器范文第5篇

关键词： 卫星电源； S3R； S4R； 降压变换器

中图分类号： TN967.6?34； TP273 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）21?0102?02

Simulation research on control structure of satellite power system and buck converter

PIAO Hai?guo

（Shanghai Institute of Space Power?sources， Shanghai 200245， China）

Abstract： The control structure of the satellite power system is introduced. The characteristics of traditional power control structure and the improved one are compared. The control methods of them are described briefly. The design process of buck converter parameters and control strategy between the DC bus and load in the satellite power system is studied. A parameters calculating method is given. The correctness of the method was verified with Matlab simulation software.

Keywords： satellite power supply； S3R； S4R； buck converter

0 引 言

近年来我国航天技术迅速发展，空间飞行器总类繁多，功能越来越全面，覆盖民用、军事的各个方面，目前空间飞行器主要指地球卫星和空间站等。由于其功能的扩展对供电系统的要求也越来越高，主要包括容量上、供电稳定性和抗负载扰动等几个方面。现有空间电源主要包含化学电源（如热电池、锂电池、锌银电池、氢镍电池、镉镍电池等）、太阳电池阵?蓄电池组联合电源和核电源，其中以太阳电池阵?蓄电池组电源为空间电源的主力。

由于在空间中太阳光照强度、负载功率、蓄电池充电功率等的变化，均会导致卫星电源系统直流母线电压发生大幅度变化。传统的卫星总线拓扑采用S3R（sequential switching shunt regulator）分流调节方式，通过控制太阳电池阵的输出分流消耗或向负载供电，从而保证电源在卫星在轨运行期间保持电能供应和负载消耗的平衡，向负载提供稳定工作电压。S3R在 1977 年第三届 ESA 空间能源会议上提出，地球同步轨道通讯卫星电源系统一般都采用此类调节技术[1]。但是，由于S3R拓扑中采用独立的充、放电模块，导致其体积和总量较大；同时，由于其充电控制器和放电控制器均直接与电源母线相联，若卫星采用 28 V等低母线电压体系时，S3R蓄电池组的充电电压会受到较大限制。对此提出改进的S4R（sequential switching shunt series regulator）控制系统，如图1所示[2]。

图1 基于S4R技术的电源管理框图

图中串联调节系统由多个独立模块组成，均包含一个分流调节器（SR）和一个蓄电池组充电控制器（BCR），并与一个太阳能电池阵单元相连。太阳电池分阵在光照充足的情况下，既能对母线负载供电，又能为蓄电池组充电。这种控制方式可最大限度地利用太阳电池阵输出功率，效率可高达99%。整个系统由电源控制协调各模块工作，基本原理是太阳电池阵输出首先满足卫星负载的需求，其次再对蓄电池充电，在蓄电池和负载需求均得到满足后，多余的能量从分流电路以热的形式消耗掉。

1 Buck变换器设计

在空间飞行器中，直流母线电压需要满足蓄电池充电和各种负载工作的需要，同时要考虑线路损耗等因素，因此直流母线电压较高，通常取100 V；负载侧供电需要高效率DC/DC变换器，作为空间电源系统的核心。由于负载工作电压较低，通常采用降压（Buck）变换。其结构如图2所示。

图2 Buck变换器主电路拓扑结构

假设开关管[T1]在0～[t1]期间导通时，电感[L1]中的电流线性增加，电流上升增量为：

[ΔI1+=0t1Us-U0L1dt=Us-U0L1DonTs] （1）

当开关管截止时，电感中的电流线性下降，电流减少量为：

[ΔI1-=t1t2U0L1dt=U0L1（1-Don）Ts] （2）

若电感中电流临界连续，则[ΔI1+=ΔI1-=2I0，]此时电感值应为：

[L1=R2（1-Don）Ts] （3）

负载通常需要电流连续，因此Buck变换器中电感取值应大于[L1]并留有一定余量。变换器中电容的选取与纹波电压大小有关，流经电容的电流[IC=I1-I0，]对电容充电产生的纹波电压为[3]：

[ΔU0=U08L1C（1-Don）T2s] （4）

通常取电压纹波为输出电压的1%，由此可计算出电容最小取值。

开关管控制采用电压闭环的PI控制，PI调节器输出参考信号与三角波比较生成触发脉，冲控制开关管T1工作，控制原理如图3所示。图中[v*dc]为直流电压给定值，[vdc]为电压反馈值。

图3 直流电压控制原理

2 仿真及分析

根据上述原理设计空间电源中的降压变换器，输入电压为100 V，输出电压为28 V，则开关管占空比为[Don=][28100=0.28；]阻性负载为20 Ω，开关频率为10 kHz，输出电压纹波为1%，计算得到电流临界连续时电感值为[Lmin=]0.72 mH；考虑负载等效电阻值的波动，实际电感取2.5倍[Lmin，][L1=]1.8 mH；电容最小值[Cmin=]50 μF，为提高输出波形质量，实际电容[C1]取500 μF。

利用Matlab搭建仿真模型，直流电压给定值为28 V，PI调节器参数为比例系数[Kp=]2.5，[Ki=]35。设置[t=]0.15 s时，负载由20 Ω突增到10 Ω，即负载增大一倍，得到仿真结果如图4所示。稳态时能够跟踪给定值；负载增加后，由于电流增加，因此直流电压纹波略微增大，但都远远小于设计值1%。

图4 突加负载时直流电压相应曲线

3 结 论

利用Buck变换器实现了空间电源直流母线到负载的降压变换，控制部分采用基于PI调节器的单闭环控制方法，根据电压、电流关系设计了滤波电感和直流电容的取值范围，利用仿真验证所设计的Buck变换器能够实现所需的电压变换，具有较好的动、静态性能。

参考文献

[1] 马鑫，张东来，徐殿国.S3R & S4R控制策略分析及仿真[J].测控技术，2007，26（6）：45?47.

[2] CAPELA P P. Comparative performance evaluation between the S4R and the S3R regulated bus topologies [C]// 2001 IEEE 32nd Annual Conference on Power Electronics Specialists. [S.l.]： PESC， 2001（4）： 1963?1969.

[3] 林飞，杜欣.电力电子应用技术的MATLAB仿真[M].北京：中国电力出版社，2009.

[4] 李艳，张菁.采用LC滤波的大功率本安Buck开关变换器[J].现代电子技术，2012，35（12）：137?138.