1引言

目前，电压型PWM变换器的电流控制方法主要有滞环法[1-10]、三角波比较法[11]、周期采样法[12]和矢量法[13,14]。

三角波比较法的最大优点就是它具有固定的开关频率，但系统响应受其电流反馈稳定性的限制。周期采样法的优点是简单、易于实现，开关状态转换之间的最小时间受到采样时钟周期的限制，但开关频率并没有明确限制和固定。矢量法[13-14]的优点是它解决了三相电流控制的解耦问题，但其需要交流电压以及桥臂电感等系统参数信息，且算法复杂，不易实现对指令电流的精确跟踪。

滞环法的优点是简单、易于实现、响应速度快、稳定性好，而且不需要系统参数信息，但该方法开关频率不固定，开关频率可控性差。由于开关频率不固定，例如用于GTO等低频大功率开关器件组成的变换器时，会产生频率较低且频谱分布较宽的谐波，难以滤除。

文献[1]提出的恒频变环法适用于指令电流变化较小的场合，当指令电流变化较大时跟踪性能下降。文献[2]提出的变环定频电流控制方案，基于锁相环（PLL）对开关信号锁相，由于锁相同步不易实现，导致定频效果不佳。文献[3-5]对此提出改进，采用环宽估计，实施前馈控制，但当电流剧烈变化时估计的环宽波动较大，跟踪指令电流精度下降。

文献[6]为自适应滞环控制，但实际可看作具有上下峰值的双峰值电流控制方法，其跟踪指令电流精度低于经典滞环法。文献[7]提出了利用纹波斜率计算环宽的方法，其环宽同时依赖于纹波的上升和下降斜率，但开关未动作时，两种斜率不可能同时求得，当交流电压和指令电流变化较快时，跟踪指令电流精度下降；同时文献[7]指出由于控制时延，精度也会下降。文献[8]提出双滞环控制，须同时计算上下两个环宽，由于上下环宽不一致，精度下降。文献[9]所提变环法只适用于三相三线。文献[10]提出针对三相三线的平面抛物线环法，纹波电流限制在多个抛物线组成的平面环内，由于抛物线环的特点，能保持开关频率基本恒定，但该方法不适用于包含多种频率的指令电流，且其控制方法过于复杂，产生较大时延。

在分析电压型PWM变换器补偿电流跟踪特性与变换器直流电容中点电压和交流电源电压的关系的基础上，本文提出了一种新的变环宽准恒频电流滞环控制方法，该方法先将指令电流转换为变换器外部电压，再将该电压与原交流电压之和作为新的交流电压。所提方法应用于电压型PWM变换器电流控制，得到一种改进的电流跟踪法。该方法能使PWM变换器输出电流精确跟踪电流指令值并维持开关频率基本恒定。

2电压型PWM变换器交流电压与指令电流关系

半桥电压型PWM变换器如图1a所示，L为桥臂电感、r为电感内阻，Vup、Vdown为直流侧电容电压、u为交流电压；其电流跟踪特性波形如图1b所示，β1、β2和α分别为上升电流、下降电流和指令电流与时间轴的夹角，定义Kup、Kdown、K分别为上升电流斜率、下降电流斜率和指令电流斜率，则Kup=tan(β1)、Kdown=tan(β2)、K=tan(α)。

开关周期为T，D为占空比，DT时刻上桥臂开关导通，下桥臂开关截止，（1D）T时刻下桥臂开关导通，上桥臂开关截止。

设Vup、Vdown和u随时间变化，但在开关周期T内，Vdc=Vup+Vdown，电压u、Vup、Vdown和Vdc不变。

正常工作时，指令电流确定了K，有由于桥臂电流跟踪指令，则D满足如下关系于是可由Kup、Kdown、K确定D，即确定PWM信号。令ΔV=VupVdown，由电感L上电压电流关系得综上所述，电容中点电压的变化ΔV与外部电压u不为零时，实际电流可等效为对应ΔIref叠加在原指令电流上生成新的指令电流refI′，由理想情况下的变流器跟踪该新指令电流产生的电流。由图2a的Iref转化为图2b的refI′，如图2所示。

式（10）表明交流电压可转换为附加指令电流。

反之，附加指令电流也可转化为电压。令ΔIref=Iref并代入式（10）忽略ΔV，可以得到将指令电流转换为对应交流电压u′的公式

3考虑指令电流的变环宽准恒频电流滞环控制方法

应用于电压型PWM变换器的变环宽准恒频电流滞环控制方法，由交流电源电压u调节环宽，环宽公式为[1]

但式（12）中未考虑到指令电流对开关频率的影响，当指令电流变化较大时，开关频率会发生较大变化。根据本文前面的分析，可将指令电流转化为如式（11）所示的交流电压u′，将该电压与原交流电压u叠加，即为新的交流电压u′+u，再将u′+u替换式（12）中的u得

4仿真结果

采用Matlab仿真，单相变换器桥臂拓扑原理如图1a所示。仿真参数如下：开关频率8000Hz；直流侧输入母线电压Vdown=Vup=180V；L=0.5mH；r=0Ω。

下面给出了原方法(文献[1]提出的变环宽准恒频电流滞环控制方法)和改进方法(本文提出的基于指令电流的变环宽准恒频电流滞环控制方法)在不同条件下进行的仿真对比。4.1节对应于指令电流Iref为0，交流电压u不为0的条件下原方法的仿真；4.2节对应于指令电流变化，交流电压为0的情况下的仿真对比；4.3节对应于指令电流和交流电压同时变化的情况下的仿真对比。

4.1指令电流为零

u=130sin(800πt)V，Iref=0A时仿真结果如图3所示。图3a为交流电压u、指令电流Iref、桥臂电流I、环宽h、纹波电流Iw和PWM波形图；图3b为纹波的傅里叶变换频谱图。从图3中可得，仅电压变化时，原方法使开关周期基本固定，电流纹波分布在开关频率附近很窄的频带内。

4.2交流电压为零

u=0V，Iref=87sin(800πt)A时仿真结果如图4所示。可见原方法环宽没有变化，不能使开关周期基本固定，电流纹波分布在开关频率附近比较宽的一个带宽内，如图4a所示；改进方法则能克服这一不足，如图4b所示。

4.3交流电压和指令电流都不为零

u=130sin(800πt)V，Iref=87sin(800πt)A仿真结果如图5所示。如图5a所示，指令电流和电压同时变化的情况下，仅依靠电压u产生的环宽不合适，不能使开关周期基本固定，电流纹波分布在开关频率附近很宽的一个带宽内；改进方法则能使开关周期基本固定，如图5b所示。

5结论

本文提出了一种指令电流和外部电压可相互转换的方法。在此基础上提出了一种基于指令电流的用于电压型PWM变换器的恒频滞环电流跟踪控制方法。该方法能使PWM变换器输出电流精确跟踪电流指令值并维持开关频率基本恒定，对滤波器优化设计和体积、重量减小具有重要意义。可广泛应用于各种电压型PWM变换器，如交直流电机调速、高性能整流器、有源电力滤波器（APF）、高性能逆变电源、UPS以及PFC等。