开关电源电路范文第1篇

摘要：本文设计了一种应用于AC/DC开关电源芯片的片内电源电路。该电路输入电压范围110V～220V，输出电压稳定在约5.8V。本电路仅在开关电源芯片中功率开关关断的半周期，通过高压JFET抽取外部电源电能给储能电容充电，来维持输出电压的稳定，具有输入电压范围广，电路结构简单的特点。通过HSPICE仿真实验，取得预期的效果。

关键词：片内电源；AC/DC开关电源；低功耗

片内电源电路是集成在半导体芯片内部的电源模块。其作用主要是从外部电源(例如220V市电)中获取电能，并把能量转化芯片内部其它模块可接受的稳定直流电平，给内部其它模块供电。目前，片内电源在纹波幅度、调整范围、功耗等技术指标上还不能达到外部电源的水平，但是，片内电源具有设计指标灵活、成本低廉、可集成等外部电源不可比拟的优势。因此，片内电源将会成为未来电源的另一个发展方向。

1电路结构及功能分析

如上图1所示，是本文设计的应用于AC/DC开关电源芯片的片内电源电路整体结构。Vin为片内电源电路的输入端口，220V的交流电源经过半桥整流滤波后通过此端口输入。BP为片内电源电路的输出端口，输出一恒定电压Vout为AC/DC开关电源芯片的其它子模块供电。Gate为AC/DC开关电源芯片中功率MOSFET栅驱动信号，为高时功率MOSFET导通，为低关断。输入检测信号为本片内电源电路的欠压保护信号，当Vin低于110V时片内电源停止工作对开关电源芯片进行保护。

在AC/DC开关电源芯片工作过程中，每个时钟周期对片内电源模块输出电压Vout进行检测，如果输出电压低于设计要求，并且开关电源芯片其它保护模块输出正常的情况下，在Gate为低的半周期对输出端电容C0充电，直到输出电压满足设计要求，停止充电，从而使输出电压保持恒定。本功能由上图1所示的充电控制部分和模拟充电部分来实现。充电控制部分包括：输出电压检测模块，数字逻辑控制模块。模拟充电模块包括高压JFET，MN1，MN2，电阻R0，储能电容C0。

充电控制模块是本电路设计的重点难点，其具体设计过程如下：

1.1输出电压检测模块的设计

输出电压检测模块电路如下图2所示，BP端输出电压Vout经过电阻网络分压后产生3路输出D1，D2，D3，这三路输出分别输入到COM2，COM1，COM3三路比较器中，与基准电压进行比较。COM1输出欠压信号A5，欠压为高，不欠压为低。COM2输出过压信号A6，过压为高，不过压为低。COM3的输出控制泄流支路，当Vout (BP电压)高于7V时，给电容C0提供一条泄流通路，使BP电压低于7V，对电路进行保护。

1.2数字逻辑控制模块的设计

数字逻辑控制模块电路如下图3所示，A5，A6为输出电压检测模块对BP端口电压检测后输出的欠压信号，过压信号；A7为A5，A6经过寄存器后产生的中间信号，X1为输入电压的检测信号，正常为低，当输入电压过低(X1为高)时，片内电源停止工作对开关电源芯片进行保护。

Gate为AC/DC开关电源芯片中功率管的栅控制信号，本片内供电模块仅在功率管关断的时间进行充电。Regulator为过压欠压逻辑单元模块的输出信号，它来控制模拟充电部分对储能电容充电。片内电源在从上电到系统稳定需要经过以下三种工作状态：

① 状态1：储能电容电压Vout低于4.8V。

过压欠压电路的输出A5=1，A6=0。

经过RS触发器，得出A7=1，上支路的输出为1。

于是Regulator信号输出由上支路决定，始终为0。储能电容从0充电会一直充至4.8V而不受各内部信号的影响。

② 状态2：储能电容电压Vout充至略大于4.8V。

过压欠压电路的输出A5，A6由状态1的10转换成00。此时RS触发器为保持状态，于是A7保持为1，上支路的输出由1变为0。此时Regulator由下支路决定，若X1=1(输入电压Vin过低)，Regulator=1(不充电)；若X1=0(输入电压Vin正常)，则Regulator由Gate信号决定。所以储能电容达到4.8V后，若X1信号为1，储能电容将不再充电。若X1信号为0，储能电容在功率管关断周期充电，可充至5.8V。

③ 状态3：储能电容电压由Vout由继续升高，大于5.8V时。

当状态2最后一种情况Regulator由Gate决定，Vout充电至大于5.8V时。过压欠压电路的输出A5，A6由状态2的00转换成01。经过RS触发器A7信号要改变为0，下支路A7与X1的与非使得X1对Regulator无影响。A6经过反向器后的0信号使得Gate对Regulator也没有了影响。此时Regulator输出完全由A5，A6，A7来决定，输出为1(不充电)，直到储能电容的电压回落至5.8V以下。

2仿真结果

仿真条件：本文采用CSMC 700V BCD工艺库和HSPICE进行仿真，Vin电压从0V上升到300V，然后维持稳定。

仿真结果如右图4所示：当Vin从0V上升到300V的过程中，A5，A6状态从10转换到00再转换到01，当芯片稳定工作时其在00，01之间转换从而维持输出稳定在5.8V，达到设计要求。

3结束语

本文设计了一种新型的片内电源电路，具有功耗低，输入电压范围广，电路结构简单等特点。适用于各种开关电源芯片进行片内供电。通过电路仿真，本电路设计满足设计要求。

参考文献

[1]方健 李肇基 张波等. PSoC－新一代SoC技术. 中国集成电路第50期. 2003.7

[2]张占松，蔡宣三. 开关电源的原理与设计. 北京：电子工业出版社 2000

[3]Phillip E.Allen. CMOS模拟集成电路设计(第二版). 电子工业出版社

[4]Data Sheet TNY264/266-268，Power Integration INC.

[5]张乃国. 电源技术[M]. 北京：中国电力出版社 1999

[6]“全球电源管理IC的发展趋势” 中国电源信息网

开关电源电路范文第2篇

【关键词】开关型；直流稳压电源；探究；电路设计

【中图分类号】G64【文献标识码】A【文章编号】2095-3089（2016）04-0163-02

在电力电子技术的不断发展与技术革新下，开关型直流稳压电源以其自身的工作表现与其可靠性成为我国电力系统中广泛使用的一种设备。在实际应用中，开关型直流稳压电源自重轻，工作内故障低，工作效率高，且其性价比占优势，并具有功耗晓得良好表现。相比于其他开关型电源，开关型稳压电源应用范围广，竞争力强，特别是对于粒子加速器等电源应用范围来说，开关型稳压电源具有着良好的专业性与稳定性。通过对于开关型稳压电源的技术标准研读与相关的影响因素分析，目前此类技术研究区域人员都是采用移相控制桥来对DC/DC变换小信号模式进行开关型稳压电源的电路设计。

1.对于动态小信号模型的相关阐述

对于动态小信号模型来说，不同的模型选取进而得到的设计结果都会存在差异。所以，在模型的选取上，应根据其实际情况进行分析与配置。对于开关电源来说，其本质是作为一个非线性的控制对象在进行工作，如果要对其进行成功的设计与分析，那么在进行指导建模时，应以近似建立在其稳态时的小信号扰动模型为依据。这一思路一方面取决于小信号扰动模式稳态时具有与设计目标相近的工作表现；另一方面也是由于这样的模型对于大范围扰动时的拟态不够精准，会造成相应结论的误差或偏差。基于此，以小信号扰动模型来进行开关型稳压电源的电路设计是保证其最终设计结果满足设计要求的必要条件。

2.开关型稳压电源的相关性能指标

2.1性能指标之稳定性

通过相关数据与实践结果研究表明，在不同的开关型稳压电源系统设计下，会产生不同程度的鲁棒性。而在暂态特性方面，其表现也会相应提高。但对于直流新稳压电源来说，其系统下对于增益余量的要求是大于或等于40dB，对于相位余量的要求则是大于或等于30dB。

2.2性能指标之瞬间响应指标

当开关电源处于非稳定状态下，由于其所受的干扰，输出量会出现相应的抖动现象。且其抖动量会随着其干扰而变化，当干扰停止时，则其最终也会回到稳定值，基于此，在对开关型稳压电源进行这方面的性能指标确定时，是以过冲幅度与动态恢复时间的长短来衡量其系统的动态特性的。在此定义下，瞬态响应指标内容主要是表现为，如果穿越频率越高，则其系统恢复到动态平衡点的时间就越短，另一方面，系统在干扰情况下所表现的过冲幅度与其相位余量呈相关性。

2.3性能指标之电源精度

在电源精度方面，其控制要求严格，一般其最终的电源精度误差需要控制在设计目标的1‰以下，且其纹波不得在1‰以上。考虑到纹波自身的分类有高频与低频两种，而这两种纹波是基于开头频率表现的。如高频纹波就是受到开头频率的影响，必须通过滤波器进行控制。而低频纹波则是受到电网波动的影响，必须通过系统的负反馈来进行控制。

3.关于开关型稳压电源的电路设计

3.1关于系统下的补偿网络与相关相关设计应用

目前来说，对于开关型直流稳压电源系统来说，其补偿网络是通过PI或者PID的算法来设计与制作的。也就是说，PI调节器的主要作用是对抗高频纹波影响，也就是提高系统对于高频干扰能力的抵抗性，但对于PI调节器来说，动态性差的缺点是无法忽视的。目前来说，实际应用中通过引入微分算法后可以有效提高系统的响应速度。但其缺点也显而易见：一方面是由于零点的大量引入直接造成系统对于高频信号的敏感度大幅度提高，放大器在此情况下，很容易产生堵塞现象；另一方面则是当开关纹波的放大倍数得到增大时，放大器也会随之进入非线性区，这结果只会造成整个系统的不稳定。目前来说，对于这些缺陷是以超前滞后的方法来进行补偿的。

3.2关于开关型稳压电源的电路设计原理

3.2.1理想性技术指标如下：（1）输入交流：电压220V（50—60Hz）；（2）输出直流：电压5V，输出电流3A；输入交流电压在180—250V区间变化时，输出电压相对变化量应小于2%；（4）输出电阻R0<0.1欧；（5）输出最大纹波电压<10mv。3.2.2关于开关型稳压电源的基本工作原理。当线性自流稳压电源处于低频率工作状态下时，那么调整管的工作由于其体积大，则其效率相应低，但当其调整管工作处于开关状态下时，那么其的工作表现就为体积小，效率高。

3.3开关型稳压电源的电路设计探究

从以上论述可以看出，开关型直流稳压电源系统其低功耗的特点是由于晶体管位于开关工作状态下时，对于功率调整管的功耗要求低。特别是对于理想状态下的晶体管来说，当其处于一种截止状态时，晶体管所经过的电流为0，相应的功耗也就为0；另一方面，由于开关型稳压电源系统的穿越频率较高，所以对于电路的动态响应速度得以提高，而且整个系统的响应速度不受低通滤波器的影响；另外，相对于直流470V的电压来说，并环穿越频率远未达到这一频率，输出只为48V，特别是其电压稳定性方式，经过测试，其低频纹波稳定率都在0.996以上，完全满足了设计要求。

4.结语

综上所述，在进行开关型稳压电源的电路设计时，小信号的模型选择是关键点。为了进一步提高开关型稳压电源系统的稳定性，超前滞后网络补偿原理有效地弥补了精度电源的纹波限制高的问题。通过实践也表明，开关型稳压电源的适用性非常强，必将为人们生活提供更好的服务。

参考文献：

[1]汤世俊.浅谈高性能开关型直流稳压电源[J].学术探讨，2011，（10）.

[2]樊思丝.高性能开关型直流稳压电源的设计探究[J].企业技术开发，2011，（03）.

开关电源电路范文第3篇

关键词： 星载电源； 多路输出开关电源； 小型化设计； 电路设计

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）20?0145?03

Design of satellite?borne multi?channel output DC/DC converter

ZHANG Qian， LIU Ke?cheng， WANG Wei?guo

（Lanzhou Institute of Physics， Lanzhou 730000， China）

Abstract： A satellite?borne multi?channel output DC/DC converter is introduced. The method of the power supply design can meet the needs of most of the satellite?borne multi?channel output DC/DC converters. The design characteristics of the power supply are particularly introduced. The operating principle is analyzed. The design formulas are also given. The miniaturization design of the satellite?borne DC/DC converter was optimized. It can be widely used in satellite?borne multi?channel output DC/DC converters.

Keywords： satellite?borne power supply； multi?channel output DC/DC converter； miniaturization design； circuit design

随着我国航天事业的发展，卫星有效载荷的数量和种类越来越多，势必要求与之相配套的开关电源的体积和重量进一步减小。因此，开关电源的小型化设计成为目前星载开关电源研究的一个热门课题。众所周知，开关电源的小型化可以从优化电路设计和采用新工艺两个方面入手，例如采用混合厚膜工艺可以大幅度地减小电源的体积和重量，但国产混合厚膜开关电源在航天领域目前还处在推广中，主要是其抗辐照性能对于高轨长寿命卫星来说存在着一定的局限性。因此，采用表贴工艺的开关电源在航天领域依然具备广阔的市场。这就要求必须在电路设计上进行优化，以满足星载开关电源小型化的要求。本文介绍一种多路输出开关电源，它采用不同拓扑组合的方式，能够满足星上大部分中小功率设备的供电需求。

1 星载多路输出开关电源的几种设计方案

1.1 单端反激式多路输出开关电源

图1所示单端反激式多路输出开关电源的设计思路是：考虑到星载开关电源的磁隔离要求，采取前级自持预稳压，后级各路输出进行二次稳压的方式。反激式拓扑的特点是电路结构简单，易于实现多路输出。如果不采用二次稳压，次级各路输出的电压和负载稳定度不会优于±3%，很难满足星上大部分用电设备的需求，因此，常常会在输出端进行二次稳压。常用的方法是采用三端稳压器进行二次稳压，这样输出各路电压稳定度优于±1%，能够满足星上用电设备的需求，采用三端稳压器进行二次稳压的另一个优点是如果用电设备对低频干扰比较敏感，那么输出后级采用三端稳压器进行二次稳压还能有效隔离输入端引入的低频干扰，保证用电设备正常工作[1]。但是单端反激式多路输出开关电源同样有它的局限性，如果其中某一路输出电流比较大，后级采用三端稳压器进行二次稳压会造成很大的功耗，从而降低了电源的转换效率，进而影响了电源的工作寿命。

1.2 单端正激式多路输出开关电源

图2所示单端正激式多路输出开关电源的设计思路是：主路输出采用闭环直接反馈控制，辅输出采用磁链耦合技术以改善辅路输出的电压和负载稳定度。设计上一般主路输出功率比较大，辅路输出功率相对比较小，即便如此辅路输出的电压和负载稳定度也不会优于±5%，而且辅路输出的功率越大，辅路输出的稳定度也越差。这种方案一般设计成3路电源，路数再多辅路输出的稳定度就无法接受了。总体上单端正激式多路输出开关电源辅路输出负载和电压稳定度要比单端反激式多路输出开关电源各路输出负载和电压稳定度差。

图1 单端反激式多路输出

图2 单端正激式多路输出开关电源

1.3 单端反激和单端正激相结合的多路输出开关电源

从图3可以看出电源由反激拓扑和正激拓扑组成，考虑到电源小型化的需求，电源共用一个消浪涌电路和输入滤波电路。反激电路组成三路小电流输出，后级各路输出通过三端稳压器进行进一步稳压，反激主变压器上绕制的两个辅助绕组的输出电压给正激电路的PWM芯片供电，由于反激电路采取了前级预稳压，同时给PWM芯片供电的负载电流比较小（小于100 mA）。因此反激主变压器上的两个辅助绕组给PWM芯片的供电电压非常稳定，能够满足在不同条件下PWM芯片的供电要求。这种方案既满足了星用开关电源的磁隔离要求，又避免了方案（1）中大负载电流下使用三端稳压器进行二次稳压造成的功耗过大的问题，同时也解决了方案（2）中的辅路输出稳定度不高的问题。最大的优点是这种方案不受路数上的限制，设计上可以把小电流各路全部在单端反激中输出，大电流各路从单端正激中输出。本文设计了一款五路输出电源，其中18.5 V，±14.5 V负载电流小于1 A从三路反激电源中出；7.5 V，5.5 V负载电流比较大从正激电源中出，它们的PWM芯片供电电压都是从三路反激电源的辅助绕组中输出的。

2 关键电路参数设计

技术指标如下：输入电压为DC 25～33 V；开关频率为200 kHz；最大占空比为0.5；输出电压/电流为18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；转换效率≥78%。

图3 单端反激和正激相结合的多路输出开关电源

2.1 变压器的设计

电源涉及反激电路和正激电路变压器的设计，反激变换器的特点是当主功率开关管导通时变压器原边电感存储能量，负载的能量从输出滤波电路的电容处得到；而当关断时，变压器原边电感的能量将会传送到副边负载和它的滤波电容处，以补偿滤波电容在开关导通状态下消耗的能量[6]。具体设计如下：由于铁氧体材料有很好的储能和抑制信号传输过程中的尖峰和振铃作用，因此采用这种材料作为变压器磁芯是最好的选择之一。综合考虑反激电源的额定功率，转换效率以及磁芯的窗口利用率，选择RM8作为反激电源变压器的磁芯。初级线圈的峰值电流为：

[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）

式中：[Uimin]为变压器初级输入的最小直流电压；T为开关电源周期；[Tonmax]为开关管导通时间；[Po]为输出功率；η为变换效率。

初级线圈的电感为：

[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）

初级绕组的匝数为：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）

式中：[Sc]为磁芯有效截面积；[ΔB]为磁芯工作磁感应强度。

初次级绕组匝数比为：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）

式中：[UD]为输出整流二极管，[Us]为次级输出电压。

次级绕组匝数为：

[n12=NpNs] （5）

变压器气隙为：

[Ig=μrN2pScLp] （6）

式中：[Ig]的单位为mm；[μr]=4π，[Sc]的单位为mm2；[Lp]的单位为mH。按照式（1）～式（6）计算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝数为9匝；±14.5 V时匝数为7匝。给PWM芯片供电的两个辅助绕组的匝数为6匝，变压器气隙为0.24 mm。

正激电路变压器的设计同样需要综合考虑电源的额定功率，转换效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V选择RM6作为变压器磁芯，5.5 V选择RM8作为变压器磁芯。初级绕组匝数为：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）

式中：[Tonmax]的单位为s，[ΔB]的单位为T，[Sc]的单位为cm2。

次级绕组匝数为：

[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）

式中[Dmax]为最大占空比。

按照式（7）～（8）计算得：7.5 V输出[Np]为13匝，[Ns]为10匝；5.5 V输出[Np]为8匝，[Ns]为5匝。变压器导线电流密度取7～8 A/mm2。

2.2 输出滤波电路的设计

反激变换器由于其主变压器初级充当了储能电感的作用，因此其输出各路可以不要差模电感，考虑到EMC的需要，可在输出各路增加一个共模电感，反激变换器的输出电容可由式（9）算出。

[C≥5TsU08UoppR] （9）

式中：[Ts]为电源周期；[U0]为电源各路额定电压；[Uopp]为输出纹波电压，[R]为负载电阻，工程实际中还需要考虑电源的ESR值。

按照式（9）计算得：18.5 V输出[C≥]21 μF，14.5 V输出[C≥]19 μF，-14.5 V输出[C≥]7 μF。正激变换器输出差模电感工作在连续状态其输出纹波电压小，工作在非连续状态其输出纹波电压大。设计上一般将额定输出电流的设定为电感连续和非连续工作状态的临界点，得到输出差模电感的计算公式为：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）

按照式（10）计算得：7.5 V输出[L0]=57 μH，5.5 V输出[L0]=20 μH。按照式（9）计算得各路输出滤波电容：7.5 V输出[C≥]169 μF，5.5 V输出[C≥]365 μF。

2.3 关键点波形和数据

表1列出了反激电路两个辅助绕组给正激电路PWM芯片供电的电压在不同输入电压负载一定下的电压值，表2列出了输入电压一定负载变化下的电压值。

表1 不同输入电压负载一定下的电压值 V

表2 输入电压一定负载变化下的电压值 V

图4 额定输入下反激电路主开关管漏源波形

图5 额定输入下7.5 V正激电路主开关管漏源波形

3 结 论

本文介绍了一种新型的星用多路输出开关电源，不仅有效地解决了传统星用开关电源的一些弊病，同时在电源的小型化设计上具备一定的优势，在星用开关电源的应用上具备广阔的前景。

图6 额定输入下5.5 V正激电路主开关管漏源波形

参考文献

[1] PRESSMAN A L.开关电源设计[M].王志强，译.北京：电子工业出版社，2005.

[2] 刘胜利.现代高频开关电源实用技术[M].北京：电子工业出版社，2001.

[3] 户川治郎.实用电源电路设计[M].北京：科学出版社，2005.

[4] 甘久超，谢运祥，颜凌峰.DC/DC变换器的多路输出技术综述[J].电工技术杂志，2002（4）：1?4.

开关电源电路范文第4篇

【关键词】低压开关柜；双路电源；进线设计

中图分类号：S611文献标识码：A文章编号：

低压开关柜会经常需要两路电源进线。这两路电源一路为市电，另一路为自发电源，要求在某一路电源停电时切换到另一路电源上。但一路电源合闸后另一路就不准合闸，以避免一路有电电源向另一路无电电源倒送电，造成事故。

一、低压开关柜

1、概述

低压开关柜中进线柜、母联柜、电容柜采用固定分隔式结构，出线柜采用抽屉式结构。本技术要求适用于本合同的成套低压固定分隔式开关柜或抽屉式开关柜，它对户内低压开关包括母线的设计、材料、结构、试验、技术文件等提出了最低要求。

2、技术标准

除相关文件提出的要求外，所有设备还应符合中华人民共和国标准（GB）或有关国际标准的最新版本，应提供经LOVAG认可的国际权威试验室的型式试验报告、国内型式试验报告和3C认证证书。

3、使用条件

（1）海拔高度：2000米以内；

（2）环境温度：-20～+50℃；

（3）相对湿度：95%（20℃时）。

4、系统数据

（1）400V，3相4线，50Hz，中性点接地。

（2）电压变化范围：正常±10%，瞬时-20%，频率变化范围±4%。

5、系统说明

（1）本设备用于本项目变电所的低压配电系统。

（2）本低压开关柜应包括主电路、辅助电路、母线，是一台或多台低压开关电器及其保护和控制装置的组合，同时包括控制、测量、信号指示和各种附件以及所有内部电气和机械的连接。

（3）低压控制装置包括低压一次设备（如熔断器、断路器、接触器、热继电器等）和二次系统。按照本技术标书所附系统图的要求，将有关的一、二次设备组装在封闭的金属柜内，成为低压开关柜。

（4）元器件选用

要求智能型框架断路器具有完善的三段式保护：过载长延时、短路瞬动、短路延时、接地保护（根据施工图要求进行配置）及上下级配合功能。

所有受电主开关和馈电开关，应使用同一公司同一品牌的产品。

（5）断路器安装方式

整定电流500A以上的断路器采用框架式（ACB）抽出安装。整定电流500A及以下的断路器采用塑壳式，采用插拔式安装。

（6）其它

风机正、反转可在低压开关柜内和现场完成。

二、低压开关柜中双路电源进线的设计

双路电源进线的常用设计方法是采用双投开关，如HS13。这种双投开关的结构决定了只能做在柜深较深的固定式面板的柜中，如PGL柜中，局限性就比较大。

现在主隔离开关都选用全封闭式免维护引进产品QSA刀熔开关或QA无熔断器隔离开关。如果两路电源每路进一只QSA(或QA)，出线端并联引出，只要专门设计机械联锁机构以保证两只开关不能同时合闸，那么无论是在选用元件的先进性，安装的灵活适应性上都将比旧式的双投开关好。机械联锁装置有多种设计方案，原理都是利用合闸开关旋转90，后反映到距离的变化，阻止另一开关的旋转(合闸)。但这些设计有的要破坏开关的完整性—焊接转轴等，有的要妨碍柜中元件的维护、检修。

现在设计一种适用于任何柜体，且只与操作手柄的安装孔(在门上)及锁头(可卸件)发生关系的机械联锁机构(见下图)。在GLG-0.4分隔式低压开关柜和XLL-0.4组合分隔式开关柜上安装使用了几十套，效果很好。

1.联锁挡板2.定位板3.偏心轮4.防伸挡板

5.自攻螺钉ST4.8x196.紧定螺钉7.螺钉8.导向销

机构是用套在锁头方轴上特制凸轮块随锁头旋转时最高点顶住联锁挡板，压住另一把QSA锁头方轴上凸轮的最低边，因而阻止了两只开关同时合附的可能性。在实际制作中，因手柄长度较长(140mm)，当一只开关合上后，强行扳动另一只开关时，凸轮对联锁挡板所施的力矩约是手柄所施力的5倍，无疑会对另一开关轴产生很强的推力，迫使两根轴向上下两端延伸，两轴间距增大。一旦间距增大到超过偏心凸轮的最高点与最低点的差值时，凸轮便会强行转过联锁挡板的阻止产生误动作，这是绝对不允许的，为此在两凸轮的最外两边装设两块“防伸挡板”，防止两轴的延伸。这样，除非将固定“防伸挡板”的两只ST4.8mmx19mm。自攻螺钉切断，否则便不可能误动作。

这种机械联锁机构巧妙地利用操作手柄四只安装孔，结构紧凑，大面积的联锁挡板装在门背后随门一起转动，不占仓位面积，不遮视线，不影响接线和仓位元件维修。安装开关柜时可以在所有元件安装完毕后再加装本联锁装置，安装维修极为方便。，

联锁机构总计五种零件，九件。其中两种，四件为机加工件；三种，五件为饭金件。因精度要求不高，制作较为方便，而且适用范围广，可适用于QSA-16oA-QSA-63oA；QA-400A~QA-630A等用H系列旋转操作手柄的任一种开关。

最近我发现用两只QSA竖直合并后，中间加联锁机构及出轴，并将两只开关固定在一势板上，做成QSA(或QA)式的双投开关的资料。与这种产品相比，上述的双电源进线设计仍有其优越性，这是由于:(1)新双投开关占用仓位较多。以QSA-630A为例，竖装两开关总长为6900m加板后整体不会小于750mm，只能装在800~880mm高的仓位中；而机械联锁式用两只横装的QSA-630A总高540mm，可装在600-660mm的仓中，缩小了一个档次的仓位高度；(2)双电源进线中较常用一路开关(如常用市电)较易损坏，而另一路开关使用时间相对小得多。当常用的一路开关需更换时，新双投开关因连在一起只能一起换掉；而分立式双路开关只需换掉一只常用开关即可，维护费用相对较为节省；(3)新双投开关完全由两只QSA(或QA)拼装加附加机构而成，而分立式双路开关仅增加一套成本不高、易于自制的机械联锁机构，总计价格估计不会高于新双投开关。

三、低压开关柜双电源供电的实现

对于单母线分段双电源供电系统，可有多种运行方式，本设计仅为二路电源同时供电，以母联作备自投的一种常用方案，其特点是当工作电源失电后，母联在满足自投条件下自动投入运行；当失电线路恢复来电时，又能自动切断母联断路器，自动恢复原线路供电。

1、ATS装置动作的基本条件

（1）母线工作电源由人工手动切除，或保护装置动作跳闸造成母线失电，ATS装置不应动作

（2）I(II)段母线工作电源断开后，II(I)段工作母线应具有60％～70％的额定电压（228V~266V）方具备自投条件。

（3）工作母线失压保护按母线额定电压的25％（95V）整定，电压继电器1KV～4KV全部按串联连接，线圈长期允许工作电压为440V。若运行中发生B相熔丝熔断，1KV（3KV）和2KV（4KV）的电压降相同，同为190V，此时因1KV(3KV)继电器实际工作电压高于整定值，因而1KV（3KV）不会误动作，仅发生缺相报警信号，因而避免了ATS的误动作。

（4）ATS是否投入运行，由运行值班人员根据所需的运行方式决定，并由工作转换开关1SA（2SA）切换至所需工位。

2、母线初次送电

I，II段母线分别由二路电源供电，转换开关1SA~3SA均在手动位置，由工人手动操作，先后合上进线断路器1QF，2QF。

3、自投过程

（1）将母联断路器3QF置于热备用状态。

（2）在二路电源同时供电的情况下，操作转换开关1SA~3SA，置于自动工作位置。

（3）假设I段工作母线失压并断流，时间继电器1KT动作，1KC释放，I段进线断路器经延时后跳闸，延时时间的整定应避免母线晃电造成瞬间断电而误动作。

（4）1QF跳闸后，母联3QF合闸回路全部通路，并完成自投合闸过程。

4、自复过程

（1）当I段进线电源侧三相全部恢复供电后，3KT即失电延时返回，并接通3QF跳闸回路，使母联跳闸。

（2）3QF跳闸后，1HQ即得电，并将I段进线电源合上恢复供电。

（3）如运行要求不需要来电自复，只须将3QF分闸回路切换片1XB切换至信号位置，指示进线电源已恢复供电。

5、故障失电

I(II)段母线在运行时如发生故障,过流继电器2KC(4KC)动作，I(II)段进线断路器1QF(2QF)立即分闸，并启动5KA(6KA) ，使3QF合闸回路断开，禁止ATS误动，并发出过流报警信号。报警信号由人工手动复位。

结束语

以上所设计的双路进线QSA(QA)联锁机构无论在通用性、可靠性、经济性和新颖性方面都占优势，可供成套厂、设计院及新型双投开关试制厂设计部门参考。

参考文献

[1] 王士勇,宋彬. GFW开关柜改型研究及应用[J]. 煤炭技术. 2008(06)

开关电源电路范文第5篇

关键词：Saber；反激式开关电源；仿真

1.基于UC3844反激式多路输出开关电源的设计

1.1 控制电路设计

整个电路采用电流电压双闭环控制，当光耦中电流增大时，其电压会减少，即输入到1脚的电压减少，从而使得6脚的PWM脉冲占空比也减少。这样，输出电压便会降低；反之，当光耦电流变小时，1脚电压变小，从而6脚输出占空比变大。这样，输出电压便升高。

1.3.1 UC3844电路计算

1.启动电阻计算

7脚是其电源端，芯片工作的开启电压为16V，欠压锁定电压为10V，上限为34V，这里设定20V给它供电，用稳压二极管稳压（20V，型号为20B3），同时并联电解电容（10μ/50V）滤波，其值为10μF。开始时由原边主电路向其供电，电路正常工作以后由副边供电。原边主电路向其供电时需加限流电阻，为了防止输出电压不稳定时较高的电压直接灌入稳压二极管导致其过压烧坏，在输出端给UC3844供电的线路与稳压管相连接处串入一只二极管。

二极管、MOSFET和控制芯片采用Saber中相应的宏模型，然后将上述各个无器件模型和耦合参数组合起来。在原理图编辑器绘制出仿真模型后，需要对电路模型进行直流分析找到直流工作点，在此基础上进行时域的瞬态仿真分析。由于仿真电路中元器件比较多，特别是非线性原件的缘故，在进行瞬态仿真分析时要调整各个仿真参数以便使仿真能够收敛，仿真的时间选择10-20个周期为好，截断误差选择0.1倍的周期。在瞬态仿真完成后在Saber Scope中观测所需要的波形。

开关管的漏源电压波形，从图中可以看出电路工作在断续模式，电压尖峰很小，但有一定的过冲，保证了响应速度，说明缓冲电路的设计是合理的；电流断续，当变压器原边电压在理论上降为零时，实际情况是发生振荡，其原因是变压器释放完了所有能量，开关管的漏源电压从较高的值下降到等于输入电压的值的电平上，这一转变激发了谐振回路，它由杂散电容和原边电感构成，从而产生了一个衰减的振荡波形，并持续到开关管再次导通为止。

4.结束语

在电路设计初期，借用saber电路级仿真可以很直观的对开关电源电路设计进行的评估，并在控制环路的设计上会有很大的帮助。在完成样机的初步测试后。同样可以借助仿真对电路功能进行校验。该电路广泛应用于小功率场仑.具有体积小，成本低，结构简单等优点.

参考文献

1 刘胜利.高频开关电源实用新技术，北京，机械工业出版社，2005

2 周志敏，周纪海，纪爱华.开关电源实用技术.北京：人民邮电出版社，2007

3丁道宏.国内外开关电源的技术与市场，《中国电源学会通讯》，1999