开关电源原理与设计
开关电源原理与设计范文第1篇
摘 要：以UC3842和FQP12N60C为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。
关键词：变频器；开关电源；UC3842
引言
现应用UC3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为CPU供电的+5V电源误差范围在0.1V，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。
1 设计要求
本电源利用PWM控制技术实现DC-DC转换，通过FQP12N60C的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。
具体指标如下：输入：直流250V±40%，输出：直流+24V、6A；+5V、2A。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。
2 原理图功能分析与设计过程
基于UC3842和FQP12N60C所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、PWM控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。
2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从AC（L）线路进线串联保险丝（F1），起到过流保护作用。从AC（N）线路进线串联热敏电阻（RT110D-9），对接通AC电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（VR1），对接通AC电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容CX1，泄流电阻R5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联X2电容。然后经过整流桥D1整流，在直流侧并联电解电容C10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。
2.2功率管参数调整与电路设计。电阻R1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻R2实现线电压检测。由电阻R6，电容C30，开关管ZD1，二极管D88组成简单的RCD箝位电路。达到保护开关管的目的。因而T1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管D3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（IC2）电压及光耦合器（IC1）决定。电阻R9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5V输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。
2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。
（1）设计参数。设计使其工作在132KHz模式下。输入：直流250V±40%，输出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率计算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯EER40。
（4）工作时的磁通密度计算。对于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中D为占空比，VS为原边输入电压，VOR为原边感应电压。D=■本文选定占空比D=0.5。
（6）计算变压器的原边匝数：Np=■=42匝。
（7）计算变压器的副边匝数。对于+5V，考虑到整流管的压降0.7V以及绕组压降0.6V。则副边+5V电压值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。
则+5V副边绕组匝数为：N5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到E型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5V副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持V-S值相等。由此可得：+24V副边绕组匝数为：N24=■=7.08匝。取整数值为7匝。
对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。NS=■=1.76匝。取整数值为2匝。
（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mH），根据LP=VS■则全周期TS的平均输入电流IS=■=■=1A。
相应的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期间电流变化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以电感系数Al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的AL=f（lg）曲线，可求得气隙
lg=■=■=0.45mm
（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分Bdc。根据公式计算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而从磁性材料曲线可知BS=390mT，故工作时留有余量，设计通过。
（1、烟台德尔自控技术有限公司，山东 烟台 264006 2、沈阳工业大学，辽宁 沈阳 110178）
摘 要：以UC3842和FQP12N60C为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。
关键词：变频器；开关电源；UC3842
引言
现应用UC3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为CPU供电的+5V电源误差范围在0.1V，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。
1 设计要求
本电源利用PWM控制技术实现DC-DC转换，通过FQP12N60C的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。
具体指标如下：输入：直流250V±40%，输出：直流+24V、6A；+5V、2A。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。
2 原理图功能分析与设计过程
基于UC3842和FQP12N60C所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、PWM控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。
2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从AC（L）线路进线串联保险丝（F1），起到过流保护作用。从AC（N）线路进线串联热敏电阻（RT110D-9），对接通AC电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（VR1），对接通AC电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容CX1，泄流电阻R5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联X2电容。然后经过整流桥D1整流，在直流侧并联电解电容C10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。
2.2功率管参数调整与电路设计。电阻R1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻R2实现线电压检测。由电阻R6，电容C30，开关管ZD1，二极管D88组成简单的RCD箝位电路。达到保护开关管的目的。因而T1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管D3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（IC2）电压及光耦合器（IC1）决定。电阻R9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5V输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。
2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。
（1）设计参数。设计使其工作在132KHz模式下。输入：直流250V±40%，输出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率计算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯EER40。
（4）工作时的磁通密度计算。对于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中D为占空比，VS为原边输入电压，VOR为原边感应电压。D=■本文选定占空比D=0.5。
（6）计算变压器的原边匝数：Np=■=42匝。
（7）计算变压器的副边匝数。对于+5V，考虑到整流管的压降0.7V以及绕组压降0.6V。则副边+5V电压值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。
则+5V副边绕组匝数为：N5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到E型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5V副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持V-S值相等。由此可得：+24V副边绕组匝数为：N24=■=7.08匝。取整数值为7匝。
对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。NS=■=1.76匝。取整数值为2匝。
（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mH），根据LP=VS■则全周期TS的平均输入电流IS=■=■=1A。
相应的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期间电流变化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以电感系数Al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的AL=f（lg）曲线，可求得气隙
lg=■=■=0.45mm
（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分Bdc。根据公式计算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而从磁性材料曲线可知BS=390mT，故工作时留有余量，设计通过。
3 结论
24V输出电压波形
参考文献
[1]张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].第一版.北京：电子工业出版社，1999，7.
[2]赵书红，谢吉华，曹曦.一种基于TOP Switch的变频器开关电源[J].电气传动，2007，26（9）：76-80.3 结论
24V输出电压波形
参考文献
开关电源原理与设计范文第2篇
关键词：RCC； 开关电源； 频率计算； 变压器设计
中图分类号：TN710-34； TM433 文献标识码：A 文章编号：1004-373X(2011)24-0199-03
Design for RCC Switch Mode Power Supply Based on Frequency Account
YANG Shu-tao, GU Jia-chen, QI Li, WANG Zai-li
(Unit 63889 of PLA, Mengzhou 454750, China)
Abstract： RCC (ringing choke convertor) is one of the most popular ways to design low/medium SMPS (switch mode power supply). Due to the parameters are interactional in the design of RCC SMPS, the interaction makes calculation and debugging complex. The existing ways preelect the frequency, and then validate them repeatedly by AP. Several time calculation is needed. Moreover, the system is hard to work in the best state. The transformer design is the key link in SMPS, and the most important reference is frequency in transformer design. If the working frequency can be obtained in advance, or at least make certain of the influence factors, the account and debugging time will be shorten obviously. The formula for frequency is derived first to determine the main source of frequency, and the relation of the transformer inductance and the input voltage. And then the other parameters of the transformer are confirmed, at last the other parameters of whole SMPS are determined. The rationality of the design was proved by the simple debugging for SMPS hardwares.
Keywords： RCC; switch mode power supply; frequency account; transformer design
RCC（Ringing Choke Convertor）式开关电源具有所需器件少，成本低，不用外部时钟控制，工作于临界连续状态，可以方便地实现电流型控制，在结构上是单极点系统，容易得到快速稳定的响应，具有自动功率限制等优点 [1-2 ]。RCC电路原理简单，由开关变压器和主开关管谐振产生振荡，副开关管可以调节占空比，以此调节输出电压 [3-4 ]。但是RCC电源的占空比、工作频率随使用环境和内部参数的变化而改变，使得开关管控制极的电流驱动波形难以确定，给器件参数选定，尤其是变压器的设计带来困难 [5-6 ]。传统设计主要有诺模图法和磁芯面积乘积AP计算校验法 [3-4 ]。这两种方法在定频率计算中较实用，但若未知频率，将不能用以上两种方式设计。传统的方法是给RCC电源预设一频率，然后设计变压器 [1，3，5 ]。但因变压器参数直接影响到电源的工作频率，所设计的变压器工作频率经常与预设频率相差太大而不能正常工作；电源参数需多次重复设计，导致初期设计计算量大，而且该“拼凑法”在后期调试中，实际频率很难与理论值吻合，导致电源不能工作在设计的最佳状态。
本文推导出频率计算公式，并得出频率与输入电压成正比，与负载电流、初、次级电感量成反比。在确定的输入电压和已知的最大输出功率下，根据电源给定的输入电压、输出电压、额定工作频率和占空比直接求取变压器的初、次级匝数，一次设计就能确定变压器所有参数，解决了高频变压器设计中需要反复设计与验证的问题。基于该方法设计了一台5 V/10 A的开关电源，并对电源的工作频率、占空比等参数进行了验证。
1 RCC原理
1.1 RCC原理
RCC原理图如图1所示。上电后，C3两端电压使电流经起振电阻R1，R2，驱使主开关管Q1导通，随着Q1导通，经由反馈电感T1的反馈信号加强对Q1控制极正向驱动，使Q1迅速导通。因感应电动势与电流变化率成正比，当变压器初级电流最大(饱和导通)时，T1′两端电压为0，Q1退出饱和状态开始关断。此时，T1′感生反向电动势，加速Q1关断，同时饱和状态R4两端电压驱使Q2开通，并将Q1控制极短路，使Q1关断，经起振电阻R1，R2重新使Q1导通，依此循环 [3，7-8 ]。RCC电路始终工作在临界导通模式，不会出现反激变换中的连续能量传递模式，其初级电流始终都是一个锯齿形三角波形，而不会出现梯形波 [8-10 ]。RCC电路调节电压的输入方式是通过控制初级峰值电流来实现的［3］。
1.2 自振荡频率计算
若变压器T1的初级、次级电流为i1,i2，电压为u1,u2，匝数为N1,N2，电感量为L1,L2，分析变压器初级电感，由电磁感应定律知，在导通时间Δt下有以下关系：u1=L1i1Δt
（1） 在Δt为导通时间Ton时，初级有电流最大值：I1max=u1Ton/L1
（2） 则导通时间：Ton=L1I1max/u1
（3） 由变压器基本原理得次级最大电流值为：I2max=N1N2•u1L1Ton
（4） 由于次级电流以u2/L2比率减小，则次级输出瞬时电流为：i2=I2max-u2L2Δt
（5） 当Δt=Toff时，有：I2max-u2ToffL2=0
（6） 由式（3），式（4），式（6）可知，关断时间为：Toff=N1N2Ton=N1N2•L2u2I1max
（7） 由式（3），式（7）可知，占空比为：D=11+u1u2L2L1
（8） 由式（8）可知，占空比与变压器初级电感量L1成正比，与输入电压u1、次级电感量L2成反比，占空比不受初、次级电流变化的影响。
理想状态下变压器的输入输出能量相等：12L1I21maxf=u1i1
（9）由式（3），式（7），式（9）整理得： f=12i2u2u2L1/u1+L22
（10） 由式（10）可知，振荡频率f随u1的升高而升高，随输出电流i2、初次级电感量L1，L2的增大而减小。根据式（8），式（10），可确定变压器的初、次级电感L1，L2，它们是检验电源能否达到设计要求的重要参考。
2 设计实例
基于频率计算法设计了一个50 W的RCC开关电源，其原理图如图2所示。为了图面清晰，图中未画出工频滤波和整流电路。该电源采用典型RCC拓扑结构，其整流、滤波、缓冲吸收电路、电压负反馈电路、过流控制的设计可参照文献［3，11-12］。
2.1 选择磁芯
所设计的电源最大输出功率为Pout=50 W，所需的输入功率Pin=Pout/η，预计效率为0.8，以时变压器能承载的最大功率应不小于62.5 W。若设计的电源最低工作频率不低于50 kHz，查磁芯参数表知，EE30磁芯在50 kHz时最大输出功率为64 W [13-14 ]，能满足所需功率的要求，其磁芯有效截面积Ae=109 mm2。
2.2 求初、次级匝数
自激反激式变压器匝数N的计算公式为［1］：N=u22BwAef
（11）式中：输出电压u2=5.7 V（含整流管压降0.7 V），若允许磁芯工作磁通密度Bw≤120 mT，将Bw代入式（11）得N2≥4.35，则取整为5匝。
由于变压器的输入/输出能量相等：12u1I1maxTon=12u2I2maxToff=u2i2T
（12） 从而有：I2max=2i21－D
（13） 由于次级最大平均电流为10 A，设计占空比D为0.3，则输出瞬时极限电流I2max=28.57 A，由式（6）解出次级电感量L2=2.45 μH。同理可以得出初级极限电流I1max=1.34 A，初级电感量L1=1.39 mH。由式（4）知N1=106。
2.3 选定线径
漆包线电流密度J=4 A/mm2，则线径为：Φ=2×I/(J×π)
（14） 相应可得初次级绕组线径分别为：Φ1=0.253 mm，Φ2=1.784 mm。对照GB（国标）线径表，取接近且不小于计算值的初级线径为0.28 mm，次级线径为1.25 mm，两股并绕。
2.4 磁芯窗口空间校验
线圈所占窗口面积为：Aw1=πΦ214N1+πΦ222N2=17.6 mm2
（15） 查相应磁芯参数表知，EE30磁芯的窗口面积Aw=73.35 mm2，若窗口使用系数取推荐经验值 [3 ]0.4，则0.4Aw=29.34 mm2＞Aw1，磁芯空间可以容下绕组。
2.5 气隙计算
为了有效防止磁芯磁饱和，RCC式开关电源高频变压器应在磁芯中插入气隙 [10，14 ]，使磁芯的导磁率下降。气隙Lg的计算公式为 [3 ]：Lg=μ0AeN21L1
（16）式中：μ0为真空中磁导率，所有量均为已知。计算得Lg=1.26 mm。由于磁芯为EE型对称安装，磁芯气隙均分到磁芯所留空隙中，EE30磁芯安装时，需要保留Lg/2=0.63 mm的间隙。变压器的主要参数如表1所示。
3 实验结果及分析
输出电流为10 A时初级电流i1和次级电压u2如图3所示。从数字示波器的波形可以看出，此时的占空比D为0.31，与设定的占空比相差3.33%，频率f为47.6 kHz，与设定频率相差3.93%。这是由于高频变压器次级线圈取整引起的，通过调节磁芯气隙可以简捷调节变压器初、次级线圈的电感值，使各项指标与理论值相吻合。因误差不大，该设计中没有做此调整。
采用自耦变压器调压，测得在母线电压降低为250 V，次级电流保持10 A时次级电压如图4所示。
图3 满载时的初级电流、次级电压此时的占空比D为0.36，频率f为40 kHz，说明RCC变压器工作占空比随输入电压的减小而增大，工作频率随输入电压的减小而减小。将u1=250 V代入占空比计算式（8）和频率计算式（10），求解得出D=0.343，f=40.7 kHz，实际工作占空比与理论值相差5.56%，工作频率与理论值相差1.72%。输入直流电压为300 V，输出电流为5 A时，变压器次级线圈电压如图5所示。
此时的占空比D为0.3，频率f为100 kHz，说明当改变输出电流值时，电源的工作占空比并没有发生变化，占空比与输出电流大小没有关系。而工作频率随输出电流的减小而线性增大。将io=5 A代入占空比计算式（8）及频率计算式（10），求解得出D=0.3，f=92 kHz，工作频率与理论值相差8.69%。
4 结 语
RCC电路通过变压器初级线圈与开关管谐振产生自振荡，在输入电压和负载一定时，振荡频率受初、次级电感量的影响较大。因RCC工作频率可变，而过低频率将导致磁芯磁饱和，因此设计RCC变压器时必须留有气隙，以增大磁阻，防止磁芯饱和。与普通变压器工作方式不用，RCC变压器初、次级线圈相当于储能电感，加之变压器磁芯装配预留气隙产生的漏感以及缓冲网络引发的损耗，不能简单用初级的压匝比求次级匝数。为此，本文提出了一种用于RCC开关电源设计的频率计算验证方法，可以根据变压器的输入电压、输出电压、工作频率和占空比等参数直接计算变压器的相关参数。依照该方法设计的电源不需重复设计和校验即可工作在预设的状态，解决了RCC变压器需反复设计的问题。基于该方法设计了一台实验样机，实验表明，其工作状态与设定状态基本一致，说明用变压器匝数直接计算法设计RCC电源是可行和有效的。本文推导出了RCC电源的工作频率、占空比与变压器初、次级电感量、输入电压、输出电流的关系，为RCC式开关电源的设计和调试提供了依据。
参 考 文 献
［1］ 徐丽红,王佰营.ST自激式开关电源设计［EB/OL］. [2008-11-16 ]..
［3］ BILLINGS Keith. Switchmode power supply handbook [M ]. 2nd ed. Beijing: Posts&Telecom Press, 2007: 161-170; 193-197.
［4］ 张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计修订版［M］.北京:电子工业出版社,2007.
［5］ Runlife.RCC培训资料［EB/OL］. [2011-11-13 ]..
［7］ 王兆安,黄俊.电力电子技术［M］.4版.北京:机械工业出版社,1996.
［8］ 丁道宏.电力电子技术［M］.北京:北京航空工业出版社,1998.
［9］ 佚名.RCC电路间歇振荡现象的研究［D］.南京:南京航空航天大学,2002.
［10］ 蔡宣三,龚绍文.高频功率电子学［M］.北京:科学出版社,1993.
［11］ 赵春云,曹经稳.常用电子元器件及应用电路［M］.北京:电子工业出版社,2007.
［12］ 邱关源.电路［M］.4版.北京:高等教育出版社,1999.
［13］ 赵修科.实用电源技术手册(磁性元器件分册)［M］.沈阳:辽宁科学技术出版社,2002.
开关电源原理与设计范文第3篇
关键字： 开关电源； 模糊PID控制； DSP； 电源控制算法
中图分类号： TN79?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）21?0149?03
Design and control algorithm of switching power supply with DSP digital control
ZHANG Guo?long， ZHENG Chen?yao
（Detachment 93， Unit 91388 of PLA， Zhanjiang 524022， China）
Abstract： A technology of DSP digital processing combined with fuzzy PID control is proposed in this paper， and ?an intelligent switching power with fast response and high efficiency was designed to make the switching power supply be small， intelligent， etc. Through the cooperation of the external EMI filtering circuit， optical isolation and protection circuit， the power grid pollution caused by switching power supply was solved， this switching power supply which may be damaged by temperature and other uncertain factors was protected. This control algorithm of switching power supply is advanced， its design is reasonable and it has strong reference value for engineering application.
Keywords： switching power supply； fuzzy PID control； DSP； power supply control algorithm
近年来，随着电力电子技术高速发展，开关电源得到广泛应用，普通模拟开关电源逐渐显示出其不足之处：采用模拟器件会导致元器件比较多，分散性大，稳定性差；设计缺乏灵活性，不便于修改，调试不方便，控制不灵活，无法实现复杂的控制算法。为设计出更精确、响应速度更快、效率更高、体积更小的开关电源，开关电源设计人员采用数字化电路与开关电源相结合来设计数字化开关电源。以DSP系统为基础的开关电源电路简单，结构紧凑，性能卓越，功能齐全。DSP系统具有较高的计算与控制能力，利用DSP进行A/D转换后进行运算，可以有效抑制或消除各个功能模块间相互干扰，提高开关电源输出电压的稳定性和精度。本文将重点分析和讨论利用DSP系统设计开关电源的实现方法和控制算法。
1 基于DSP控制的实现方法
DSP系统已广泛应用于开关电源控制电路，是开关电源的控制核心电路，可以有效利用DSP系统的高速性、可编程性、可靠性等特点，结合相应算法实现特定功能，可为开关电源输出质量好、频率和幅值可以任意改变的控制信号。图1为采用DSP系统的控制电路开关变频电源基本控制硬件框图。
图1 开关变频电源基本控制硬件框图
开关电源采用高频SPWM技术和普通电压逆变电路，DSP系统与IGBT功率模块构成全数字控制电路。输出的电压和电感电流经过网络转换成DSP所需要的电平，连接至DSP的A/D单元进行模数变换；控制输入单元输入需要的电压值及频率值，从而得到逆变电路的基准电压。
DSP系统经过特点算法进行相关计算后会产生一定死区的控制信号。由于输出的数字PWM控制信号不足以驱动IGBT开关管，需要经过驱动电路对开关管进行驱动。DSP芯片具有较高的采样速度和运算速度，可以快速地进行各种复杂的运算对电源进行控制，可以实现较高的动态性能和稳压精度。为了有效保护开关电源器件，防止出现过压、欠压、过载等情况，系统专门设计了保护电路，一旦出现故障，DSP控制系统封锁PWM脉冲控制信号，切断开关电源电压输出。
2 开关电源基本控制算法
2.1 PID控制
开关电源的数字化控制需要进行一定的控制算法来产生控制信号，实现控制规律。数字开关电源控制最初是借鉴模拟控制原理，通过数字化实现模拟控制信号。PID算法在数字控制中应用比较广泛，它具有原理简单、易于实现、适用面广、控制参数相互独立、参数的选定比较简单等优点。
PID控制是应用最广泛的控制规律。图2为常规PID控制原理图，系统由PID控制器与被控对象组成。PID控制器是一种线性控制器，它根据给定值[r（t）]与实际输出值[y（t）]构成的控制偏差[e（t）]来计算：
[e（t）=r（t）-y（t）] （1）
将偏差的比例[P、]积分[I]和微分[D]通过线性组合构成控制量，对被控对象进行控制。其控制规律为：
[u（t）=KPe（t）+1TI0te（t）+TDde（t）dt] （2）
或写成传递函数的形式：
[G（s）=U（s）E（s）=KP1+1TIS+TDS] （3）
式中：[Kp]为比例系数；[TI]为积分时间常数；[TD]为微分时间常数。
图2 PID控制框图
数字PID控制是一种采样控制，它只能根据采用时刻的偏差值计算控制量。因此，连续域PID控制算法不能直接使用，需要采用离散化方法。数字PID控制算法又分为位置式PID控制算法和增量式PID控制算法，还有一些微分先行法和带死区的PID控制算法等。
2.2 模糊PID控制算法
目前，开关电源的各种应用场合对电源的动态性能提出了越来越高的要求，其中电压超调与恢复时间是重要指标。负载的变化或者输入电压的变化引起输出电压变化，而输出电压值取决于滤波器和控制策略。由于开关变换器为一个时变、非线性系统，无法建立精确的数字模型。而模糊PID控制算法的优点在于不需要建立准确的变换器数字模型，非常适合DC?DC变换器的强非线性。自适应的模糊控制可以保证控制系统的信号稳定性。
模糊控制器是以误差量化因子[e]和误差变化率量化因子[ec]作为输入，利用模糊控制规律自整定找出PID控制器三参数[KP，][KI，][KD]与和之间的模糊关系。模糊PID控制原理框图如图3所示。
图3 模糊控制原理框图
取[e]和[ec]为输入语言变量，每个语言变量取“大、中、小”三个词汇来描述输入输出变量的状态。模糊推理的模糊规则一般形式为：
If [e=Ai]and [ec=Bj]then[Δu=Ci]
其中[Ai，][Bj，][Ci]为其理论上的语言值。
上述规则可以用一个模糊关系矩阵来描述：
[R=i，jAi×Bj×Ci]
根据各模糊子集的隶属度幅值表和各参数模糊控制规则，应用模糊合成推理设计PID参数的模糊矩阵得到[KP，][KI，][KD]参数调整算式如下：
[KP=K′P+ei，ecj×KuP]
[KI=K′I+ei，ecj×KuI] （4）
[KD=K′D+ei，ecj×KuD]
式中：[KP，][KI，][KD]是PID控制参数，[{e，ec}]是误差[e]和误差变化率[ec]对应控制表中的值，它需要查控制表得到。[KuP，][KuI，][KuD]作为修正系统，在控制过程中，控制系统通过对模糊逻辑规则的结果处理、查表和运算，完成PID参数的在线自校正。
3 系统硬件及关键点设计
3.1 硬件主体
本文设计的开关电源主要是将开关电源优良特性和DSP系统精细化控制相结合。开关电源采用反激式拓扑结构，包括EMI滤波电路、整流/直流平波电路、控制器、信号采样、PWM驱动、键盘及显示部件组成，力求使开关电源具有高效低耗、便携化、负载输出稳定、电路保护可靠、电网宽电压输入、电网污染小等特点。图4为硬件系统主体设计示意图。
图4 系统主体设计示意图
3.2 输出电压检测隔离设计
开关电源输出电压检测过程中对控制电路的隔离保护是非常必要的，这样不仅可以实现控制电路的安全工作，而且避免了将输出电路的噪声引入控制电路中。电压检测电路与控制电路隔离保护采用光耦合器进行隔离，它由发光二极管LED、输出光电二极管PD组成。光耦合器在开关电源的主振回路与输出采样之间进行电气隔离，并为电源稳压控制电路提供信号通路。
3.3 EMI滤波器设计
开关电源在正常工作时会产生传导噪声和辐射噪声，毫无疑问噪声主要产生于电源开关过程。开关过程中包含了最大的功率以及最大的电压变化率dV/dt，同时也包括了最高频率成分。噪声的存在将污染电力线路，影响周围精密电子仪器的运行，比如设计滤波器。EMI滤波器是一种由电感、电容组成的低通滤波器，它允许直流或者工频信号通过，对频率较高的其他信号有较大的衰减作用。图5为EMI滤波模型，滤波器的基本结构就是一个分离的二阶LC滤波器，其取值原则就是在最小的体积下可以获得期望的抑制效果。在滤波器模型中还有一个额外的高频LC滤波器；高频滤波器当寄生参数使得前面的LC滤波器性能变差时，用来抑制这些高频噪声。
图5 EMI滤波器模型
3.4 高温保护电路
开关电源在设计中由于转换效率不同，将部分能量以热量辐射。温度升高将影响系统正常工作甚至产生人身危险，为了保证系统安全，开关电源工作时温度需要实时监控。图6为温度采集电路部分电路图。当系统检测到温度过高时，控制模块立即关断开关电源输出，待系统温度达到工作温度范围后开始继续工作。
图6 温度采集电路
4 开关电源性能分析
本文采用反激式开关电源和模糊PID控制算法进行仿真。反激式开关电源的等效模型传递函数为：
[U（S）d（s）=K1s+K2B1s2+B2s+B3] （5）
式中：[K1，][K2，][B1，][B2，][B3]为系统比例系数，由开关电源电器元件参数决定。
模糊PID控制器由系统误差[e]和误差变化率[ec]为输入，通过不同时刻的[e]和[ec]值，利用模糊控制规则在线对PID控制器参数[KP，][KI，][KD]参数进行修改。模糊PID控制系统组成如图7，图8所示，阶跃响应曲线如图9所示。
图7 模糊控制PID控制系统组成
图8 误差[e]和误差变化率[ec]的隶属函数
本设计开关电源把DSP完美融入到开关电源设计中，充分利用了DSP系统快速运算能力，采用模糊控制算法使开关电源控制智能化，电源快速达到稳定输出，提高了抗负载扰动能力。
图9 系统阶跃响应
5 结 论
本系统将DSP作为开关电源控制单元，应用模糊PID控制算法，使开关电源和DSP系统完美配合工作。利用了DSP快速处理能力特点产生开关电源PWM控制信号，对开关电源输出进行精确控制，提高了开关电源输出精度和转换效率，使开关电源控制实现智能化；能够按照负载情况进行实时修正，使电源达到快速稳定输出；同时利用DSP资源设计完成开关电源显控单元及保护模块，提高了开关电源操作性和安全性。
参考文献
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开关电源原理与设计范文第4篇
【关键词】新时期；环境意识设计；绿色电器
随着环保意识的加强，环境意识设计必将会全面取代传统设计。由于环境意识设计是一项极为复杂的系统工程，往往需要在做全面分析基础上进行检测和评估，建立一个完善、规范的绿色设计评价体系，以改善、指导设计方案和设计过程。绿色电器制造的理论体系和总体技术是从系统的角度、从全局和集成的角度，研究绿色制造的理论体系、共性关键技术和系统集成技术。包括绿色制造的资源属性、建模理论、运行特性、可持续发展战略以及绿色制造的系统特性和集成特性等。绿色制造系统将企业各项活动中的人、技术、经营管理、物能资源、生态环境以及信息流、物料流、能量流和资金流有机集成，并实现企业和生态环境的整体优化。鉴于资源消耗问题在绿色制造中的特殊地位，且涉及绿色制造全过程，因此应建立绿色制造的物质资源系统，并研究制造系统的物能资源消耗规律、面向环境的产品材料选择、物能资源的优化利用技术，面向产品生命周期的物流和能源的管理与控制等问题。
1.环境意识设计
1.1环境意识设计的内涵
环境意识设计的定义是指在不牺牲产品既定功能的前提下，遵循节省资源、低毒性、可回收、易拆解设计原则，提升产品的环保性，从而产生实际经济效益的一种设计方法。主要内容为在产品的整个生命周期内各个环节（产品设计—原材料采购—产品生产—产品包装运输—产品废弃等）都必须考虑环境的影响。
电器产品与环境的关系不是单方向的，环境对电器性能影响的同时，电器也对周围环境产生影响，影响可能在产品的任何或全部生命周期阶段发生。影响可能很大，可能很小；可能是短期的也可能是长期的；还可能在当地区域或全球发生。因此，识别产品整个生命周期的环境因素是一项复杂的工作，产品环境因素必须与其他因素（如用途、性能、安全、健康、成本、质量以及法律和法规要求）权衡。
1.2将环境因素引入产品设计的总体原则
产品对环境的影响主要取决于产品生命周期所有阶段中材料和能量输入和输出的情况（见图1）。因此，将环境因素引入产品设计和开发应考虑以下与产品相关的问题。
（1）尽早将环境因素引入产品设计和开发，有助于改进产品即在设计和开发前期过程的初期就强调环境因素。因为所有的主要技术方案已经确定，在后期不易选择合适的环境方案。
（2）使用生命周期方法，即从原材料的采购到生命末期进行全程分析（见图1）。识别整个生命周期内的相关环境因素和环境影响，以帮助制定设计方案。
（3）功能性，即产品在多大程度上符合其设定的目标，包括可用性、有效寿命、可靠性、外观等。在开发产品的时候，产品的功能性要比产品的具体技术方案更值得考虑。
（4）多种判别依据，即考虑所有相关环境影响和因素。除了传统设计要求（如性能、质量、成本）外，还应考虑多种环境要求。
（5）在寻找最佳解决方案的过程中进行权衡。主要包括3种权衡方法：①不同环境因素之间的权衡，如优化产品、减轻重量可能会对其回收利用性产生消极影响；②环境、经济和社会效益之间的权衡，这种权衡可能是有形的（如降低成本、减少废弃物），也可能是无形的（如方便性）；③环境因素、技术因素和质量因素的权衡。
1.3将环境因素引入产品设计开发过程的模式
在产品的设计和开发过程的初级阶段就已经确定了产品的大多数特性、制造成本和环境影响，因此，应在产品设计和开发过程中跟踪产品的环境兼容性，以及产品所表现出的相关技术功能性和经济可行性。在产品设计的后续阶段逐步将各种概念转化为具体的表格形式。使用环境意识设计（Environmental Conscious Design，ECD）工具（如检查表和计算机辅助方法等），以支持有良好基础的设计决策。
2.绿色电器及其开发过程
低压电器由于性能与用途多样性，从材料选用直至产品功能失效产生废弃物的全过程都与环境保护有密切关系。为此，随着国际电工委员会新的技术委员会IEC/TC111〈电气电子产品和系统环境标准化技术委员会〉于2005年的成立，以及IEC导则109：2003《电工产品标准中引入环境因素的导则》和IEC导则114：2005《环境意识设计》将环境因素引入电工产品的设计和开发》转化为中国国家标准，低压电器标准IEC60947-1和我国的国家标准GB14048.1《低压开关设备和控制设备总则》也专门新增了一个附录，要求在低压电器设计、制造及使用时应考虑电器产品对环境的影响，将不利因素降低到最低水平，并提出产品的环境评估、环境意识设计等理念。为此，国内各生产厂商为树立企业环保形象，提高产品在国内外市场的竞争能力，纷纷将电器的节能性、环保性列为产品性能的重要指标，因此，大量的绿色电器、环保电器应运而生。但到目前为止，对绿色电器，还没有形成一个定量的衡量标准，只是定性地有了几个特征描述，即电器在制造、运行过程中对环境造成的污染应在规定的范围之内，且生命周期终止后可回收利用；电器在运行中电能损耗尽可能低；电器经优化设计，使用原材料节省，性价比较高。欧洲各国在环境意识设计方面起步较早，多年来一直在积极实施环境意识设计策略，欧盟还开发了生命周期评估试算软件（EuPEcoRe-port）使用者首先归纳出该产品在生命周期各阶段所可能投入的能源、资源现状，通过软件的计算功能，评估出该类型产品可能对环境所产生的影响）。西门子内部环境意识设计标准SN363501-7将环境意识设计原则整合到电器产品生命周期的所有阶段，包括环境意识产品设计；有害物质、禁用物质和避免使用物质的清单；可接受、不可接受的塑料和金属；包装材料的生态要求；产品中材料的记录；基于ISO14021标准《环境管理环境标志和声明自我环境声明》的环境产品声明等。低压电器行业较为成功的示例是施耐德开发的EIME（Environmental Informational Management Explorer）软件，这是一个基于生态环境设计的集成信息系统。运用该软件对800～6300A低压断路器进行环境影响分析，使得原材料消耗量从减少20%到减少到50%；能耗减少20%；用激光标志代替原来的墨水，减少污染；改进了拆装。综观欧盟各国环境意识设计的发展历程概况，改善低压电器产品环境性能可以采取3个主要步骤：①为电器产品设定具体的、适当的环境目标，并在规范中详细说明这些目标；②在产品研发阶段的设计评审中加入环境议题；③建立定量指标，以使产品的环境表现显著且可测。
开关电源原理与设计范文第5篇
关键词：新能源科学与工程；风力发电；太阳能发电；人才需求；课程体系
中图分类号：G642.3 文献标识码：A 文章编号：1007-0079（2014）26-0046-02
新能源属于我国战略性新兴产业，也是国民经济发展的基础性产业。面对环境污染与能源危机的双重压力，全球都在加快推进新能源产业发展。规模化开发与利用太阳能、风能、生物质能、地热能等为代表的新能源，实现我国传统化石能源过渡为清洁、可再生能源为主的能源结构是必然之举。中国将大力推动新能源产业的发展，在加大水电、核电、太阳能和风能设施建设的同时，计划在2020年前使新能源消费比例达到15%。特别是近年来风力发电和太阳能发电作为新能源电力的两支主力军迅猛发展，出现并驾齐驱的局面，新能源电力产业的蓬勃发展对新能源专业人才提出迫切需求。在这种形势下，怎样培养适应新能源产业需求的人才，既有巨大的机遇，也有很大的挑战性。
为适应我国战略性新兴产业的需要，自2006年以来我国相继有华北电力大学、河海大学、长沙理工大学等多所高等院校开办风能与动力工程本科专业；2010年教育部紧急下达《关于战略性新兴产业相关专业申报和审批工作的通知》，自2011年开始，我国部分高等院校设置了新能源科学与工程、新能源材料与器件等新能源产业相关的本科专业。但怎么样才能更好地为国家发展新能源产业起到人才培养的支撑作用，培养什么样的新能源产业人才以及如何培养，怎么样结合学校自身的特色与资源优势开设专业方向和课程体系，是当前面临的主要课题。
一、我国新能源电力产业的发展形势
自2007年，我国风电装机容量呈高速增长趋势。2010年，我国（不包括台湾地区）新增风电装机1893万千瓦，累计风电装机容量4473万KW，超过美国跃居世界第一位。至2012年底，全国新增安装风电机组7872台，装机容量1296万KW；累计安装风电机组53764台，装机容量达到7532万KW；风电并网总量达到6083万KW，发电量达到1004亿千瓦时，风电已超过核电成为继煤电和水电之后的第三大主力电源。2013年我国风电又新增风电并网容量1492万千瓦。2014年我国风电发展目标为1800万千瓦。根据2014年国家能源局印发“十二五”第四批风电项目计划显示，列入“十二五”第四批风电核准计划的项目总装机容量为2760万千瓦（27.6GW）。从2011年开始，我国为把握风电发展节奏，促进产业健康有序发展，国家能源局开始制定风电项目核准计划，前三批风电核准规模分别为2683万千瓦、1676万千瓦（后又增补852万千瓦）和2797万千瓦。至此，“十二五”以来拟核准的风电项目规模累计已超过1亿千瓦。
在风电大规模发展的同时，自2009年以来我国太阳能光伏发电也迅速扩张。截至2012年底，我国累计光伏装机容量达到7.5GWp；截至2013年底，中国光伏发电新增装机容量达到10.66GWp，光伏发电累计装机容量达到18.16GWp。2013年全球光伏新增装机39GWp，比2012年增长28%。2013年，就新增光伏装机而言，中国、日本和美国成为世界上最大的三个市场，而德国则退居第四。中国2014年光伏发电的发展目标是全年新增光伏装机14GWp。根据《太阳能发电“十二五”规划》，中国光伏发电装机容量与发展目标如表1所示。
在太阳能光伏发电快速成长的过程中，全球太阳能光热发电也正以惊人的速度发展。截至2013年底为止，美国已有5座大型太阳能光热发电站投入运行，规模都在100MW以上。其中美国NRG能源公司联合Google、Brightsource公司投资22亿美元在加州莫哈维沙漠建设的太阳能发电站于2013年成功发电，装机规模为392MW，这是目前世界上规模最大的塔式电站。美国能源部SunShot计划光热发电的研发目标是到2020年实现75%的成本削减，在不依赖政策补贴的前提下将光热发电推至每千瓦时6美分甚至更低的水平。欧洲早在2009年12家跨国公司在德国慕尼黑签署协议，计划投资4000亿欧元在北非建立太阳能热发电厂，10年后开始供电，据估计到2050年，该项目在北非的发电厂将满足欧洲15%的用电需求，这也是目前世界上拟建中太阳能发电厂同类中最大的太阳能项目。此外，西班牙、南非、印度、智利、摩洛哥、以色列、沙特、阿联酋、科威特以及澳大利亚都已经开始了大规模光热发电的兴建，印度已有50MW规模的电站并网运行。中国在北京延庆县八达岭建设了首个规模为1MW的太阳能热发电示范电站，于2012年8月成功发电，但还没有商业化规模电站。可以预见，随着国外太阳能光热发电公司进入中国和国内太阳能光热发电技术的研究进展，中国未来十年将在太阳能光热发电方向上大有作为。
二、新能源科学与工程专业人才培养的定位
2012年，教育部将原风能与动力工程和新能源科学与工程合并统一改为新能源科学与工程。相应地，风动专业也将面向更宽广意义的新能源产业需求，需要对专业培养方案进行调整；特别是更名为新能源科学与工程，就业的主战场不能较好地定位，致使专业课程体系达不到市场的期望值，对该专业课程体系怎样设计仍需继续研究探讨。从用人单位和学生自身需求上来看，专业课程设置和职业能力培养占有很重要的位置。其主要原因有两个：一是我国经济水平还欠发达，从读大学所付出的成本上来看，大多数学生期望接受到职业技能方面的训练；二是用人单位企盼招收到适合于工程技术需要的、能够尽快进入工作角色的应用型、技能型、复合型人才。
对于专业设置，国内其它专业的普遍做法是根据就业渠道下设专业方向。专业必须有支撑产业为基础才会有生命力。因此，本文提出“以学科为基础设置大类专业，以产业为支撑开设专业方向”的观点。新能源科学与工程专业应该在强化“工程实践能力培养”的基础上，必须以风力发电、太阳能发电作为就业主战场，分别面向风电机组设计与制造、风电场工程、太阳能发电工程三个主要领域，设置各具特色的专业方向的课程体系。
三、新能源科学与工程专业课程体系的优化
新能源科学与工程专业自2010年教育部批准开设以来，全国已有34所高校开设此专业。2013年5月19日，“首届全国新能源科学与工程专业建设研讨会”在华北电力大学召开，指出课程体系是否合理、课程内容是否先进直接关系到人才培养的质量。现阶段我国系统培养新能源科学与工程专业本科生、研究生的工作才刚刚起步，对于相应课程体系的构建正处于探索阶段。
根据国内部分高校新能源科学与工程专业公布的培养方案，其课程体系设置与专业定位（如表2所示）。总体上来看，各高校的课程体系呈现自由发展、特色发展的局面，这有利于各学科交叉融合，促进新能源产业发展，但同时应注意一些专业基础课程的共性、相通性问题。课程体系可以大致分为两大类：一类是遵循厚基础、宽口径的原则，强调能源类基础理论课程教学（A类），但专业核心课程各高校有所偏重；另一类则是专业方向针对性较强，更强调职业能力培养（B类）。例如风动方向加强了力学、机械、电气方面的课程模块，太阳能方向则强调了半导体物理、材料科学的课程模块，但缺少光学、热学、电气工程方面的教学。
表2 国内部分高校新能源科学与工程专业的课程设置与专业定位
学 校 专业课程体系 专业定位
A类：
浙江大学、华中科技大学、西安交通大学、中南大学、重庆大学、上海理工大学等 专业基础课程：工程热力学、工程流体力学、传热学、应用电化学、固体与半导体物理、材料科学基础、工程制图、机械设计基础、电工电子技术、自动控制原理等
专业核心课程：可再生能源和新能源概论、太阳能电池原理与制造技术、太阳能光伏发电系统与应用、太阳能热利用原理与技术、风力发电原理、生物质能转化原理与技术、核能发电概论、氢气大规模制取的原理和方法、能源与环境、燃料电池概论、薄膜材料与器件、半导体材料、新能源材料、热泵技术、能源低碳利用技术、Matlab及其工程应用、CFD软件应用等 具备热学、力学、电学、机械、自动控制、能源科学、系统工程等理论基础，掌握可再生能源与新能源专业知识
B类1：
华北电力大学、河海大学、长沙理工大学、沈阳工业大学等 专业基础课程：理论力学、风力机空气动力学、材料力学、机械设计基础与CAD、、画法几何与机械制图、电机学、电路原理、模拟电子技术、数字电子技术、电机学、电力电子技术、自动控制原理、微机原理与接口技术等
专业核心课程：新能源与可再生能源概论、风力发电原理、风资源测量与评估、风电机组设计与制造、液压与气压传动、风电场电气工程、风电机组控制与优化运行、风力机组状态监测与故障诊断、风电机组测试与认证、风电场施工与管理、风电场建模与仿真、风力机设备材料、新能源材料、近海风力发电、风能与其它能源互补发电系统、风电场并网、风力发电机组计算机辅助设计、风电场规划与设计等 面向风电机组设计与制造、风电场工程等
B类2：
福建师范大学 理论物理基础、材料科学基础、固体物理学、材料分析方法与技术、材料热力学、单片机技术、电工电子技术、工程制图、磁性材料与器件、光电子材料与技术、太阳电池物理、光伏工程与技术、光热工程与技术、固体发光材料、半导体材料、电化学基础、磁熵变材料与磁制冷技术、传感材料及其传感技术、X射线分析技术、储能材料与技术、先进功能材料、光电薄膜与器件、锂离子电池原理与技术、材料设计与模拟计算、纳米材料与应用、新型能源材料与技术、太阳能光热转换理论及设备、太阳能热利用、薄膜材料与技术、光源设计与应用技术等 面向太阳电池及其它新能源材料技术研发
应当指出，大学的专业课程体系不可能完全为企业的需求而量身定做；即使课程体系相同，但由于学校资源的差别和培养方式、途径及方法的不同，人才培养的类型、质量与层次也会存在很大的差别。因此新能源本科专业教育主要考虑人才质量的基础性、技能型、创新型、复合型与可拓展性。专业基础课应该以能源科学为基础，兼顾高校各自的资源优势，设定各具特色的专业课程。
以长沙理工大学（以下简称“我校”）新能源科学与工程专业为例，应针对风机制造、风电场、太阳能发电站三个就业领域，结合学校现有学科与专业优势，培养目标定位于既具有较宽广、厚实的专业基础，又有专业方向的特长。为此，针对新能源产业的发展需求和我校的学科优势，新能源科学与工程专业可增设太阳能发电工程方向。主要面向太阳能光伏、光热发电站及并网工程，同时兼顾太阳能领域的技术研发，为太阳能光热发电储备人才，开设材料科学、光学、热学、电气工程等模块的课程，主干学科为材料科学、电气工程，使学生具有材料科学、光学、热学理论基础，具备电气工程的职业能力。目前我校已有的材料科学与工程、光电信息科学与工程、热能与动力工程、电气工程及自动化专业为太阳能方向的开设奠定了基础。
四、结论
当前，我国风电、光伏发电呈规模化发展的趋势，太阳能光热发电也未雨绸缪。为适应新能源电力产业蓬勃发展的需要，新能源科学与工程专业应该“以学科为基础设置大类专业，以产业为支撑开设专业方向”。在风力发电、太阳能发电专业方向上，遵循厚基础、宽口径的原则，在强化“工程实践能力培养”的基础上，分别面向风机制造、风电场工程、太阳能发电工程三个主要领域，专业基础课应以能源科学为基础，兼顾高校各自的资源优势，设定各具特色的专业课程体系。新能源产业属于国家战略性新兴产业，也是国民经济发展的基础性产业；面对环境污染与能源危机的双重压力，全球都在加速发展新能源产业。应当抓住这一有利时机，整合各校相关的资源优势，推动新能源科学与工程专业人才培养的发展，打造新能源专业品牌。
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