大功率范文第1篇

关键词：LC 滤波器 大功率 陶瓷基板电容

中图分类号：TN622 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2014）05-0086-02

在现代通信和电子对抗系统中，由于大功率发射机不可避免地会寄生一定功率的谐波信号，大功率滤波器用于接在发射机的输出端对谐波信号进行抑制，从而改善各分系统之间的电磁兼容性，提高系统的整体性能。因为大功率滤波器对系统性能的影响起着举足轻重的作用，所以研制一种损耗低、抑制性能好的大功率滤波器相当有必要。

本文所设计滤波器带宽225MHz-500MHz，带内损耗小于 0.2dB，回波损耗优于20dB，160MHz-710MHz之外抑制优于20dB，125MHz-880MHz之外优于40dB。当然要想提高抑制增加滤波器节数是有效的方法，但是节数越多体积越大，本文所选为7节滤波器。

1 带通滤波器的仿真设计

滤波器设计的理论知识已众所周知，本文不再过多讨论。利用Ansoft Designer的理论模型设计225MHz-500MHz带通滤波器。带通滤波器的原理图如图1。

在电路设计中插入器件画出电路图，并引入变量对电感和电容值进行调谐，最后仿真结果如图2。

得出仿真的电感和电容值后，按公式（1）、（2）计算出实际线圈和陶瓷基板的大小。

其中是平板表面积，代表平板间距，是真空中电导率值为8.85418×F/m，为相对真空中的介电常数；当

2 板材温升的简单计算

温升的计算方法有热阻法、热容法、散热面积法等多种方法，本文采用热阻法简单计算一下基板的温升。

温升（℃），热阻（℃/），功耗（），为平板的厚度（），为平板垂直于热流方向的截面积（），为平板材料的热导率（）。

滤波器的承受功率是2000瓦，损耗小于0.2dB，AL2O3陶瓷的热传导率是29.3，聚四氟乙烯的热传导率是0.27。假设以热损耗是100瓦，按公式（3）、（4）进行计算，AL2O3陶瓷基板的温升在5℃左右，而聚四氟乙烯板的温升在500℃左右。当然，散热方式包括传导和辐射，即使50%的热量通过辐射的方式散出去，聚四氟乙烯板的温升也有250℃左右，对于此滤波器来说聚四氟乙烯板是绝对不适用的。本文只是粗略估算一下板材的温升，计算并不是很准确。

3 带通滤波器的测试

调试完成后的带通滤波器实物图如图3。

带通滤波器用矢量网络分析仪测试通带、抑制、回波的小信号，结果如图4。

此滤波器不仅进行了常温功率试验，在高低温-10℃和+55℃时承受2000瓦功率工作状态依然稳定。

4 设计中的一些细节

带通滤波器在设计时选用了理想模型，电感和电容按理论值所制作出的滤波器频率会稍有偏差，需要对电感和电容做细微的调整。

绕制电感线圈时，铜线如果选用太细散热效果不好，选用太粗滤波器的体积较大，在设计中要选用适当粗细的铜线。

电容在选择时，通路电容按就近档容值选用ATC10E型高耐压值陶瓷电容，对地电容选用AL2O3陶瓷基板电容，以利于滤波器散热。

陶瓷基板在焊接到金属底板上时，如果两种材质的热膨胀系数相差较大，最好选用中间膨胀系数材质的金属做垫板，以提高环境适应性。

5 结语

本文所设计的LC大功率滤波器在损耗、回波、抑制、功率容量等各方面的指标都比较好，大幅提高了LC滤波器的功率容量。而且本设计方案适用于所有使用LC滤波器的频段，能够很好的满足大功率发射机的工程使用需求。

参考文献

[1]Joseph F.White.射频与微波工程实践导论[M].北京：电子工业出版社，2009.

[2]Reinhold Ludwig，Pavel Bretchko.射频电路设计-理论与应用[M].北京：电子工业出版社，2002.

大功率范文第2篇

是。表示该电器在额定电压下工作时，其工作电流（额定电流）与工作电压（额定电压）的乘积，就是2200W。大功率电器有：电烙铁、烧水棒、电炉、电饭煲、电炒锅、电热杯、电磁炉、电吹风、发夹板等。

安全用电常识：不用湿手触摸电器、离家前切断电器电源、发现有人触电不要用手去直接救人、不用湿布擦拭电器、暖气设备一定要远离煤气罐、自己不要拆卸家用电器、雷雨天不要用手触摸树木等等。

（来源：文章屋网 ）

大功率范文第3篇

关键词：大功率 激光清洗设备

一、引言

激光清洗是一种新型激光表面处理技术。它是利用高能激光束照射工件表面，使表面的污物、锈斑或涂层发生瞬间蒸发或剥离，高速有效地清除对象表面附着物或表面涂层，从而达到清洁材料表面的工艺过程[1]。其不需要清洁液或其它化学溶液，清除污物的范围和适用的基材范围广泛，清洗的过程不损伤基材表面，因此它与传统的化学清洗、机械刷磨、流体颗粒冲刷、超声波清洗等相比具有独特的优越性，所以在许多领域成为不可替代的技术。是一种“绿色”的清洗技术[2-3]。

现阶段大功率激光清洗设备主要由国外厂商生产，如德国CleanLaser公司，美国USHIO公司等，他们主要采用光纤耦合技术获得大功率激光输出。由于国内光纤耦合技术的限制，使得国内激光清洗设备的输出功率一般在100W以下，无法满足工业加工的需要。本文根据市场对大功率激光清洗设备的实际需求，选用半导体激光泵浦模块，采用单程放大技术，研制了一台输出功率大于200W，清洗速度达到50cm2/秒的大功率激光清洗设备。填补了国内大功率工业级激光清洗设备的空白，该设备可应用于轮胎模具、锈蚀金属板等工业清洗领域。

二、大功率激光清洗设备组成

大功率清洗设备主要包括电气控制机柜、激光器组件和加工头三部分，电气控制机柜包括：冷却系统、控制机箱、半导体泵浦电源、声光Q驱动电源；激光器组件包括：激光谐振腔、声光Q开关、半导体泵浦模块、扩束镜等；加工头包括：扫描振镜、振镜驱动电路。加工头通过导光臂安装在激光器上。设备组成实物图如图1。

激光器组件采用半导体泵浦模块作为泵浦源，由声光Q开关调Q实现高频脉冲激光输出，脉冲激光束通过高速扫描振镜的扫描，并由聚焦镜聚焦，使激光束形成一定宽度的线状光斑，光斑实际上是由高频脉冲光点扫描形成。此线状光斑作用在待加工工件表面，表面附着的污垢被高能激光冲击脱落并通过吸尘器收集产生的粉尘，从而达到去除污染物的目的。

其功能组成框图如图2。

系统供电采用三相380V供电，分别给低压供电单元、泵浦模块电源（一）、泵浦模块电源（二）、冷却系统以及声光Q驱动供电，综合控制系统控制泵浦模块电源（一）、（二）的输出电流、激光调制频率以及振镜扫描参数，同时提供系统参数设置及显示。冷却系统为激光器提供冷却循环水，对激光器泵浦模块和声光Q开关进行制冷。设备保护气采用工业压缩空气，通过油水分离，去除杂质并进行干燥对加工头激光镜片进行吹气保护。

三、激光器组件方案设计

激光器组件是设备的核心部件，为了获得大功率激光输出，本文采用本振加放大的光路设计来提高激光输出功率。激光器组件组成部分包括两个半导体泵浦模块、两个单头声光Q开关、全反镜、输出镜扩束镜等，激光器通水冷却。激光光路示意图如图3。

图中全反镜M1和输出镜M2组成本振级激光谐振腔，为了提高激光输出功率，我们采用单程放大技术，在本振激光器中本振激光经过放大级放大输出，光路中的两个声光Q开关对半导体模块产生的连续激光进行调制，输出高峰值功率脉冲激光，采用两个Q开关能大大提高锁光能力，因此能得到更高单脉冲能量激光。为方便观察，在激光器光路上增加红光指示，红光指示与激光输出光路同轴。由于半导体泵浦模块容易结露导致Bar条端面损坏，因此激光器需要放置在干燥的环境中，设计中将激光器部分进行气密设计，并放入干燥剂。激光器输出窗口加装保护玻璃。激光束通过聚焦镜聚焦入射到振镜，振镜高速扫描使激光束作用于待加工对象，实现激光清洗。

四、电气控制方案设计

激光清洗设备电气采用模块化设计，各部分模块包括：激光冷水机、泵浦模块电源、声光Q开关驱动电源以及综合控制单元。综合控制单元对各部分模块进行控制，同时综合控制单元还控制扫描振镜工作。

激光冷水机供电要求为AC220V，清洗设备输入电源为三相电，用其中一相为冷水机提供电源。

泵浦模块电源有两个，供电均为AC220V，控制接口包括电源输出控制、电流大小设置以及电源故障状态。

声光Q开关驱动电源提供两路射频输出和一个控制接口，射频输出分别接Q开关，控制接口由综合控制单元I/O控制射频输出使能和射频信号调制频率。

综合控制系统实现对泵浦电源、声光Q开关驱动、扫描振镜控制信号、冷却系统等各单元的综合控制，并提供工业控制接口和人机操控界面。

采用单片机嵌入式系统设计，主要功能是控制系统加电顺序，调节模块泵浦电源电流输出，以此控制激光器输出功率，同时还需要控制高速扫描振镜的扫描速度和角度。实现用户输入输出接口等功能，。系统包括参数设置、键盘输入、显示界面等。监控系统状态，包括水流监控、Q开关温度监控、电源状态等。同时提供对外控制接口，接口控制采用RS-422串口设计。

综合控制单元功能框图如图4所示。

五、调试及性能测试

首先对单个泵浦模块加激光谐振腔组成的本振激光器进行静态调试，测量输入电流和激光输出功率关系，测试表明激光输出功率与输入电流成正比关系。

在本振激光光路中全反镜与泵浦模块之间放入一个声光Q开关进行关门调试，调整好声光Q开关与光路的准直后，在仔细微调声光Q开关，并在Q开关加上射频信号，激光器内由于声光晶体在超声波衍射效应下腔内损耗增大，激光器处于关门状态，测得在单个Q开关最大关门电流时，插入声光Q开光后激光器的连续输出功率为85W，即单个声光Q可以关住85W的连续激光。

同样，在输出镜和泵浦模块之间放入一个声光Q开关，以类似的调试方法测试一个声光Q开关关门效果，测试结果与前一个关门效果相当。

当两个声光Q开关同时放入本振激光器光路中，且按特定角度放置，仔细调整Q开光在光路中的位置，使其达到最好的关门效果时，激光器连续输出功率为205W，可见，采用两个声光Q开关按特定角度放置进行关门比一个Q开关提高一倍多。

设备部件调试完成后，进行了三天约20小时连续工作拷机实验，实验前测得输出激光功率为245W，拷机完成后对激光输出功率复测，为248W，考虑到激光功率计测量误差，可以看出激光器输出功率基本没有下降。随后进行了测试实验，主要针对激光器输出功率、调制频率、激光加工时扫描角度进行实验，最终性能测试结果如表1。

六、结论

本文针对市场对大功率激光清洗设备的需求，采用本振激光加一级放大来实现高功率静态激光输出，同时采用双声光调Q设计，实现高峰值功率脉冲激光输出。最终研制了一台输出功率大于200W，清除速度达到50cm2/秒的大功率激光清洗设备。经过长时间的高强度连续拷机验证，设备完全满足工业级生产需要。改型设备填补了国内大功率工业级激光清洗设备的空白，同时该型设备还可广泛应用于石材、金属等物体表面的污垢、锈迹、油漆以及溶剂残留物的清洗。

参考文献

[1] 宋峰，邹万芳，刘淑静等。激光清洗微电子元件[J].清洗时间，2006，22（1）：38-25.

大功率范文第4篇

【关键词】风电场 有功功率 最大变化率 在线监测系统 对策

近些年来，人们对于电能的需求量呈现上升趋势。国家不断倡导运用清洁能源，而风力发电是十分重要的清洁能源利用形式，因此，风力发电得到了迅速发展。风电机组装机容量不断增加，在电网中所占据的比重也逐渐增加。长此以往，将风电场可控运行实现，把风电场归入到电网调度体系中，这已经成为风电场安全并网运行十分重要的方向。所以，在风电场并网发电过程中，有功功率的控制问题亟需解决。下面，笔者就探究风电场有功功率最大变化率在线监测系统。

1 运用有功功率最大变化率在线监测系统的作用

伴随着当前人们对于电力资源越来越依赖，风力发电已经被人们广泛运用和关注。在风力发电过程中，风速变化具有很强的随机性，进而致使风电场的发电功率输出具有很大的波动，同时，波动具有不可控性。风电自身的特征降低了其容量的可信度，为电网无功平衡调度以及有功平衡调动增加了很大的困难。由于风电场输出功率存在波动，进而影响到了电网的系统频率和电压，使其伴随风电接入系统提升容量比例而不断加剧，在电网产生故障的时候，可能会导致电网频率过高或者输电线路存在过载的现象。所以，如果电网的风电比例越高，风电场输出功率变化越会对电网运行产生影响。因此，必须要通过检测风电场输出功率，保证电网稳定运行。

实施在线监测系统的目的在于，通过对风电场固有的互联网资源进行充分的利用，并且运用先进技术，比如非专线传输技术，对在不同地区分散的风电场参数进行实时传播，将其有效传输到监测中心处，结合《风电场接入电网技术规定》，来建立起实时的数据库。同时，要保证满足《规定》中对于无功功率和有功功率的相关技术要求。通过记录、监测以及实时计算每一个风电场最大功率变化率，通过建立起完善数据库系统，能够为电网调度相关部门提供可靠、真实、详细的基础数据，使电网调度部门可以结合集中风电接入情况，制定出对于风电场最大功率变化率限值的诸多要求，从本质上保证电网得以稳定运行和安全运行。

2 风电场有功功率最大变化率在线监测系统

2.1 采集风电数据

通过采集单元风电数据，可以有效对各种电能参数进行精确的测量，并且可以将其作为基础，构建具有可视性的电能监测系统。通过该系统来对电网进行实时监测，进而将电能消耗有效降低，将输变电设备的利用率改善，同时，将供电可靠性提升。以TZ604为例，TZ604如图1所示。

TZ604属于在线式的数据采集设备，具有高效和高速的优势，TZ604内部具有数字信号处理器，在连续采样8通道的时候，可以达到20KHZ，能够获得>800个电力参数。不管是带相位角识别，最高达到40次的谐波，还是电压短时中断时的事件记录，甚至瞬态事件，都能够完整、及时地在内部存储器中得以保存。通过通信接口，比如以太网等，能够及时把数据传输到后台数据库里，进而实施数据处理相关程序和工作。

通过数据采集单元，能够有效帮助用户对风电数据进行实时监测，并且可以对供配电系统具体的运行情况实施及时的监测，对电能质量情况进行监控，并且提供准确无误的测量信号。对配套监测软件进行充分运用，能够建立起监测系统，并且保证监测系统的完整性，对整个系统实施实时诊断，分析电能质量，并且监测电能。

2.2 落实监测系统

风电场监测系统要对数据进行二次处理，数据由风电数据采集终端进行采集，风电场监测系统实施二次处理，与此同时，还将所有数据进行传输，将其传送到集控中心实施报表、图形、运算以及分析。与风电场接入电网相关技术规定进行联系和结合，结合规定限值，为风电场最大功率变化运算数据进行确定，通过对每一个风电场最大功率变化率进行实时的记录、监测以及计算，进而建立起数据库，为风电场运行人员、地区电网调度部门提供真实、详细、可靠的数据。

2.3 最大功率变化率计算

在进行有功功率最大功率变化率计算的过程中，必须要遵循一定的方法。1分钟差值功率变化率的计算方法为：如果采集周期为10秒，每分钟6次，1分钟采集个数不够80%，则不会导致差值功率变化率的产生。这6次中，设备对数据平均值进行运用，对频率瞬间值进行采集，1分钟功率差值变化率为第六次采集减去第一次采集，如果在第六次采集到负数，则差值功率变化率不会出现。而如果采集到的差值功率变化率有效，则变化率比告警阀值则算所产生的1分钟差值功率变化率告警大。

3 结语

本文将风电接入电力系统的技术规定作为角度，与生产实际相联系，对当前风电场有功功率在线监测系统进行介绍，风电场有功功率最大变化率在线监测系统对于最大功率变化率进行记录、监测以及计算，并且建立健全数据库系统。目的在于为电网调度部门提供参考，使其可以根据集中风电接入实际情况，对限值要求进行制定，从本质上保证电网得以稳定运行和安全运行。

参考文献

[1]燕尧，董海鹰.基于前端调速式风电机组的风电场无功分层控制策略[J].机械研究与应用，2015，02：167-170+175.

[2]佘慎思，李征，蔡旭，杨文斌，曾旭.用于平抑出力波动的风电场自动发电控制序列规划[J]. 中国电机工程学报，2015，10：2383-2391.

[3]杨德友，蔡国伟.含规模化风电场/群的互联电网负荷频率广域分散预测控制[J].中国电机工程学报，2015，03：583-591.

[4]林俐，潘险险.基于分裂层次半监督谱聚类算法的风电场机群划分方法[J].电力自动化设备，2015，02：8-14.

大功率范文第5篇

【关键词】LED驱动电源；功率因数校正；半桥LLC谐振变换器；PLC810PG

Design of A High Power Factor and High-Power

Power Supply to Drive LED Lights

SHI Hong-wei Zhu Zheng-yu Shejie

（Jiangyin Polytechnic College，Jiangyin 214433，Jiangsu，China）

Abstract：With the development status of LED power supply，this article introduces a programme in the case of high power for LED lights.The article introduces a design of half-bridge LLC resonant based on PLC810PG for LED lights switching power supply.This design realizes factor correction and improved work efficiency by soft switching.In the article，the main circuit and control circuit are designed in theory and the related circuit parameters are estimated.Finally experimental studies show that the system design is feasible and the basic performance to meet design requirements.

Key words：LED power supply；power factor correction；half-bridge LLC resonant circuits；PLC810PG

引言

LED（light emitting diode）具有发光效率高、功耗小、寿命长、光污染小、光线质量高等优点，已在各个领域得到广泛应用。近些年随着大功率的LED发光技术的升级，大功率的白光LED越来越多的被应用于通用照明领域。可以说，作为新一代光源，LED的应用已经成为照明的发展方向。目前LED应用的热点之一是LED的道路照明。

LED路灯的电源控制和驱动系统是保证其功能和高效的重要基础。文章结合大功率LED驱动电源的发展现状，提出了一款基于PLC810PG的半桥LLC谐振式的LED路灯开关电源的设计方案，把输入分压与半桥两个开关各自形成一路Boost电路，实现了功率因数校正作用，后级采用LLC谐振负载网络，实现了软开关，提高了工作效率。

1.系统结构

由于LED路灯功率较高，LED路灯电源不宜再沿用单开关反激式电路，而必须采用支持相应功率的电路拓扑，例如半桥LLC谐振拓扑结构。如图1所示，Q1和Q2是半桥开关管（MOSFET），半桥谐振网络中选用的是LLC结构，Cr、Lr和变压器T1初级绕组线圈Lm组成LLC谐振网络。Lb1、Q1、Dds2、Cb组成一路boost电路，Lb2、Q2、Dds1、Cb组成另一路boost电路，两个boost电路工作在断续模式下，作为天然的功率因数校正器。其中Lr为变压器的漏感，Lm为变压器的励磁电感。

2.输入EMI滤波电路和桥式整流电路

从频率的角度看，EMI滤波器属于低通滤波器。它能毫无衰减地把直流电和工频交流电传输到开关电源，不但可以大大地衰减从电网引入的外部电磁干扰，还可以避免开关电源设备本身向外部发出噪声干扰，以免影响其他电子设备的正常工作。本设计中采用的EMI滤波器基本结构如图2所示。

市电交流220V输入后，经由电容C1、C2、C3、C4、C5、C6和共模电感器L1、L2组成的输入EMI滤波器滤波，R1～R3在交流电源切断时为电容放电提供通路。热敏电阻RT1用来在电源系统启动时限制浪涌电流。当电路正常工作后，继电器RL1将RT1旁路，RT1中几乎无电流流过，不再有功率损耗，从而使电源效率提高1%～1.5%。BR1为桥式整流器，C7是滤波电容。

3.半桥LLC谐振电路

半桥双电感加单电容（LLC）谐振转换器能提供较大的输出功率，保证半桥MOSFET的零电压开关（ZVS），具有较高的效率，基本结构如图1所示。在图1中，Q1和Q2是半桥开关（MOSFET），Cr、Lr和变压器T1初级绕组线圈LM组成LLC谐振变换器。

本文设计的LED路灯照明用驱动电源（图3）中，Q1，Q2为半桥功率开关管（MOSFET）。C39为谐振电容，变压器T1的初级绕组与其构成LLC谐振回路（通常将图1中的Lr结合进变压器初级之中，对于图3所示的电路拓扑，仍称作LLC谐振结构，而不称其为LC谐振拓扑）。T1的次级输出经全波整流二极管、C37、C38整流滤波后产生52V直流电压输出，作为LED路灯模块的电源驱动。

3.1 电路主要元器件参数设计

系统的额定输出功率100W，输出电压为52V，两个boost电感的值可由表达式（1）计算得到：

由于输出功率P0=ηPin，效率值为90%，一般母线电压为1.2倍峰值输入，由此可求出系统的两个boost电感值。我们在当系统工作在fr的频率下来进行分析，此时LLC电路的电压增益为1，即可求出变压器的匝比为

图（3）中C39不仅起电容隔直的作用，也为负半周的谐振提供能量。且C39两端最大电压满足

其中fmax表示最大的开关频率，由表达式（3）可求出C39的值。由于系统工作频率，我们将fr取100kHz，则可求出系统中的Lr的值。

而由表达式（4）也可求出系统的励磁电感取值。

最终取值为：

Lb1=Lb2=400μH，Lr=112μH，Lm=600μH，C39=22nF，

T1匝比为n=4。

3.2 LLC的变压器T1的设计

变压器T1使用ETD39磁心和18引脚骨架。先绕次级绕组，次级绕组使用175股40AWG（Φ为0.08mm）李兹线（即绞合线），从引脚10到引脚12，再从引脚11到引脚13各绕9匝，并覆盖2层聚酯膜。初级绕组使用75股40AWG（Φ为0.08mm）绞合线，从7引脚开始到9引脚结束，绕36匝，再绕2层聚酯膜。其电感量是820μH（±10%），漏感是100μH(±10%)。将分成两部分的磁心插入骨架中对接在一起，在磁心外面用10mm宽的铜皮绕一层，用焊锡将接缝焊牢，再在铜皮与引脚2之间焊接一段Φ为0.5mm的铜线。在铜皮外部用聚酯膜覆盖起来。

3.3 基于PLC810PG的LLC控制电路

PLC810PG的CCM PFC控制器只有4个引脚（除接地端外），是目前引脚最少的CCM PFC控制器。这种PFC控制器主要是由运算跨导放大器（OTA）、分立电压可编程放大器（DVGA）和低通滤波器（LPF）、PWM电路、PFC MOSFET驱动器（在引脚GATEP上输出）及保护电路组成的。PFC控制器有两个输入引脚，即引脚ISP（3）和FBP（23）。FBP引脚是PFC升压变换器输出DC升压电压的反馈端，连接OTA的同相输入端。OTA输出可视为是PFC控制器等效乘法器的一个输入。OTA在引脚VCOMP（1）上的输出，连接频率补偿元件。反馈环路的作用是执行PFC输出DC电压调节和过电压及电压过低保护。IC引脚FBP的内部参考电压VFBPREF=2.2V。如果引脚FBP上的电压VFBP＞VOVN=1.05×2.2V=2.31V，IC则提供过电压（OV）保护，在引脚GATEP上的输出阻断。如果电压不足使VFBP＜VIN(L)=0.23×2.2V=0.506V，PFC电路则被禁止。如果VFBP＜VSD(L)=0.64×2.2V=1.408V，LLC级将关闭。PLC810PG的ISP引脚是PFC电流传感输入，用作PFC算法控制并提供过电流（OC）保护。PFC在ISP引脚上的过电流保护（OCP）解扣电平是-480mV。

设计的电路中52V的输出由R67、R66采样，经稳压器U3，光电耦合器U2及R54、D16、R53等反馈到U1的FBL引脚，来执行输出电压调节和过电压保护。流入引脚FBL的电流越大，LLC级开关频率也就越高。最高开关频率由U1引脚FMAX与VREF之间的电阻R52设定。R49、R51、R53设置下限频率。C27是LLC级软启动电容，软启动时间由C27和R49，R51共同设定。

R59是T1初级电流感测电阻。R59上的电流感测信号经R47、C35滤波输入到U1的ISL引脚，以提供过电流保护。

偏置电压VCC经R37、R38分别加至U1的VCC和VCCL引脚，将U1模拟电源和数字电源分开。R55和铁氧体磁珠L7，在PFC与LLC地之间提供隔离。U1内半桥高端驱动器由自举二极管D8、电容C23和电阻R42供电。Q10和Q11散热器经C78连接到初级地（B-）。

4.PFC功率因数校正电路

L4、PFC开关（MOSFET）Q3、升压二极管D2和输出电容C9等组成PFC升压变换器主电路。在140～265VAC输入电压范围内，输出电压稳定在385VDC（B+与B-之间），并在BR1输入端产生正弦AC电流，使系统呈现纯电阻性负载，线路功率因数（PF）几乎等于1。晶体管Q4、Q5等组成Q3的缓冲级。R6和R8是PFC级电流传感电阻，二极管D3、D4在浪涌期间箝位R6和R8上的电压（即两个二极管上的正向压降）。

4.1 PFC升压电感器的设计

PFC升压电感器L4使用PQ32/20磁心和12引脚骨架，L4主绕组使用#20AWG（美国线规，约＜0.8mm）绝缘磁导线，从引脚1开始到引脚6终止，绕35匝，电感量是580μH(±10%)。在主绕组外面绕一层作绝缘用的聚酯膜。偏置绕组使用#28AWG(＜0.3mm)绝缘导线从引脚8开始绕2匝，到引脚7结束。在该绕组线圈外面绕3层聚酯膜。在磁心上包裹一层铜箔，并用＜0.5mm铜线将铜箔与9引脚焊接起来，作为屏蔽层。在铜箔外面再绕3层聚酯膜。

4.2 基于PLC810PG的PFC控制电路的设计

U1引脚GATEP上的PWM信号驱动PFC开关Q3。R6和R8上的电流传感信号经R45，C73滤波输入到U1引脚ISP，来执行PFC算法控制，并提供过电流保护。PFC输出电压VB+经R39～41、R43、R46和R50取样，并经C25滤除噪声，输入到U1引脚FBP，来执行PFC输出电压调节和过电压以及电压过低保护。U1引脚VCOMP外部R48，C26，C28为频率补偿元件。当引脚VCOMP上的信号较大时，Q20导通，将C26旁路，可使PFC控制环路能够快速响应。

5.实验研究

在本文以上分析设计的基础上，试制了一台100W/100kHz（2A/52V）大功率LED驱动电源的样机。实验电路参数如下：单相输入电压Uin=220V（50Hz），输出功率Po=100W，工作频率fr=100kHz，负载为欧司朗公司1W高亮LED，共分4路，每路25只LED。

图4所示为中点电压Vds2与副边二极管Dr2的电流波形，由图可知如图4（a），很明显在二极管关断前其电流已经到零，则二极管工作在ZCS状态，此时工作频率为90kHz；图4（b）为在二极管关断时，二极管电流恰好为零，此时系统工作在fr的工作频率上，fr为100kHz；图4（c）为在二极管关断前，二极管电流并不为零，此时副边的二极管失去了其ZCS特性，系统工作频率为125kHz。

图5所示为半桥开关管Q1的电压、电流波形，由图可知开关管工作在ZVS状态。

图6为100W样机测试波形，当其由45%～100%负载变化时，其PF大于0.96；THD在10%以内，满足IEEE519以及IEC61000－3－2标准；效率在87.2%～91.1%间变化，当系统满载时，其效率高达91.1%，母线电压由490V变为375V，满载时，母线电压为375V，纹波电压为5V，纹波频率为100Hz，由于输入为交流220V，则其交流输入电压峰值为311V，母线电压只略高于输入，不会达到二倍峰值输入，系统输出电压为52V，满载时纹波为1V。

结束语

本文结合当前大功率LED驱动电源的发展现状，提出一种适用于LED路灯的驱动电源。由于LLC的应用使系统能够工作在软开关状态下，提高了系统的工作效率。经测试，系统在满载时功率因数达0.992，THD为6.5%，效率高达91.1%。最后试制了样机，验证了设计方案的可行性和正确性。

参考文献

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