1引言

传统的白炽灯效率低、耗电高；荧光灯可以省电，但使用寿命短、易碎，废弃物存在汞污染；高强度气体放电灯存在效率低、耗电高、寿命短等缺点[1]。LED是继白炽灯、荧光灯和高压钠灯之后的第四代光源，已广泛应用于城市景观照明、大屏幕显示和一些特殊场合（如矿山、潜水、抢险、军用装置的照明等[2]）。作为通用照明光源，高功率发光二极管(LED)具有高光效、长寿命、环保和体积小等优点[3-7]，已引起学术界和工业界的广泛关注，成为研究的焦点。

高功率白光LED的典型工作电流为200～700mA，驱动电压则为2.5～4V。单个LED产生的光通较弱，因此，一般采用多个LED串联或并联结构[8]。作为商用和住宅应用的作为LED的供电电源，必须满足以下要求：①宽的交流电压适应范围（85～270Vrms）；②在保证功率因数要求的同时，高性能的控制LED电流；③小尺寸、长寿命和低成本；④PWM调光功能。本文主要研究高效的PFC预处理器。

两级式PFC具备最好的功率因数和电压调节能力，但成本和效率制约了其在低功率场合应用和推广[9]。相比较而言，单级结构具有电路简单、低成本及高效率特点，更适合于LED照明驱动应用。不论是非隔离型Buck，Boost，Buck-Boost，SEPIC、Cuk，Zeta，还是隔离型的Flyback、非对称半桥、推挽和正激拓扑，都可用于LED照明驱动的PFC处理级。

Boost变换器因其高效性和高功率因数特性，成为最常用的功率因数拓扑，但由于其本质的升压特性，只适合于大的LED串。Flyback是低功率中另一个最常用的拓扑，特别是需要隔离的场合。它能工作于宽的输入电压范围，而且输出电压不受限制，很容易满足IEC61000—3—2ClassC标准，但开关管电压应力较高（Vin+nV0），而且必须加入吸收电容来抑制变压器漏感引起的振荡和尖峰，更为重要的是变压器工作于第一象限，变压器磁利用率不高，因此效率较低，通常约85%[10]。SEPIC变换器拓扑虽然效率不及Boost变换器，但存在如下优点：①拥有较高的功率因数性能；②不存在变压器漏感的问题；③很容易改变为隔离性结构；④两个磁性元件增加了成本，但它们能够集成在同一个磁心上[8,10]，因此不会增加成本。

基于以上优点，很多文献对SEPICPFC在LED照明驱动中的应用进行了研究。文献[8,10-12]提出了基于DCMSEPIC和InterleavedSEPIC的LED照明驱动，但效率较低，仅84%。文献[1]将SEPIC变换器工作于BCM模式，大大提高了效率。中国台湾科技大学的邱煌仁教授将磁耦合技术和自适应输出电压反馈控制引入到BCMSEPIC，大大提高了SEPIC的效率[13]。但以上LED照明驱动都存在如下缺点：①其电容C1上的电压均等于Vin，因此开关管电压应力为Vin+V0，电压应力较高；②电容C1无法实现功率解耦，因此为了满足输出电压的纹波要求，通常需要很大的输出电容进行滤波，如文献[8,10,11]所述C0=680μF，故只能选用电解电容，但LED驱动中电解电容的使用会大大降低LED灯的使用寿命。

为了解决以上问题，本文在分析传统SEPICPFC工作原理的基础上，对其进行了改进，提出了一种改进型SEPICPFC。改进后的PFC不但降低了开关管电压应力，而且大大降低了输出电容的值，因此可以消除电解电容，增加驱动管的寿命。详细描述了改进型SEPIC的工作原理，分析和设计方法。

在实验室研制了一台50W的试验样机，实验结果很好地证明了理论分析和设计的合理性，实际测试效率达到91.6%，PF值达0.98。

2传统SEPICPFCLED照明驱动

传统SEPIC变换器用于PFC可工作于CCM、DCM以及BCM(这里工作模式的区分是指一个开关周期内输出二极管的电流是否为零)。CCM模式虽然功率因数较高，但控制复杂，不适合于低功率、低成本应用。BCM虽然能实现输出二极管的ZCS工作，提高效率，但由于工作于变频模式，使得电感的设计变得十分复杂。

工作于DCM模式的SEPIC电路具有本质的PFC特性，功率因数高，而且输出二极管可实现ZCS，控制简单，因此很适合于低成本、低功率的LED照明驱动。基于DCMSEPICPFC的LED照明驱动电路如图1a所示，其中虚线框内为LDO电流控制器和PWM调光电路，用于控制每串LED电流和实现PWM调光。

设交流输入电压为:acmlv=Vsin(ωt)，易知Cin上的电压rectmlv=Vsin(ωt)，其中Vm为交流输入电压峰值。假设开关频率远大于母线频率，在一个开关周期内，输入电压可认为恒定，用Vi表示。由“准稳态”分析方法和SEPIC电路工作原理可知，在一个开关周期内，电路工作可分为3个模态，如图1b所示。基于电感L1和L2伏秒平衡，有求解式（1）、式（2）可得中间电容电压：VC1=Vi。

基于以上分析可知，当传统SEPIC用作PFC时，中间储能电容C1的电压不仅含有开关频率，而且包含2倍于母线频率的低频纹波，其波形如图1c所示。为了满足输出电压纹波的要求，这个2倍于线频率的纹波必须由输出电容C2来处理，因此大容量的输出电容成为SEPICPFC的必需。

很容易计算，输出电压纹波和输出电容的关系约为以Vo=50V，Pout=100W为例，即使使用1000μF的电容，那么输出电压纹波也至少为2.5V。文献[8,10,11]中对于满载50W，选用680μF的输出电容。

通过上面的分析，可得出基于传统SEPICPFC的LED照明驱动存在如下缺点：①中间电容C1没有功率解耦的功能，功率解耦只能依靠输出电容C2，为了满足纹波要求，必须大容量的电解电容，不适合于小体积要求的LED照明驱动；同时电解电容寿命较短，这将影响LED灯的使用寿命；②效率低，以50V、100W的功率为例，即使使用1000μF的输出电容，则至少造成LED照明系统整体效率下降5.3%；因为LDO必须处理SEPIC输出电压上大的低频纹波。此结论同样适用于CCMSEPICLED照明驱动。故传统的SEPIC对于LED照明驱动不是最佳选择，为了解决以上两个问题，下面提出了一种改进型SEPICPFC。

3改进型SEPICPFC工作原理和分析

3.1工作原理

本文提出的新型SEPIC电路拓扑如图2a所示。该电路与传统SEPIC不同的是增加了二极管VDx，VDx用来打破传统SEPIC变换器的低频功率回路。在介绍改进型SEPIC变换器工作原理之前，先做如下假设：（1）vrect表示二极管桥式整流后的电压，其表达式为：rectmlv=Vsin(ωt)，其中，Vm是交流电压峰值，lω是电网角频率，llω=2π/T。（2）所有元器件都是理想的，因此效率为100%。（3）由于开关频率远高于交流电压频率，因此在一个开关周期内母线电压可认为是不变的，即认为Cin上的电压Vrect是恒定的。（4）电容C1和C0足够大，因此VC1和V0在一个开关周期内可认为恒定。（5）变换器处于稳态。电路共分为4个工作模态：Mode1[t0,t1]:MOS管V、VDx导通，VD5截止，为电感储能阶段，等效电路如图2b所示。在t=t0时，MOS管V导通，二极管VD5截止。此时形成两条回路：①电源Cin、Lb、VD5和V回路，在VCin的作用下，电感电流iLb线性增长；②C1、V和L0回路，电感电流iL0线性增长，同时C2向负载供电。

对应图3所示电流波形的D1Ts段。

Mode2[t1,t2]：MOS管V关断，VDx，VD5导通,该阶段为Lb和L0共同放电阶段，等效电路如图2c所示。t=t1时MOS管V关断，此时同样形成两个回路：①Cin、Lb、VDx和C1经过二极管VD6到负载，电源和电感Lb同时向C1和负载馈送，C1储能增加，iLb线性下降；②L0经VD5至负载的回路，L0储能释放到负载，iL0线性下降。此时，电感Lb和L0上电压分别为VCinVC1V0和V0。该过程持续到iLb=0。此阶段，iLb和iL0的表达式为

Mode3[t2,t3]：MOS管V关断，VDx因为电感Lb电流为零而自动关断，VD5继续导通，等效电路如图2d所示，iL0在V0作用下继续下降，直到为零。同时，由于VDx的反向阻止作用，iLb继续保持为零。

Mode4[t3,t4]:MOS管V、VDx和VD5均关断，iLb、iL0均为零，输出电容C2向负载提供能量，等效电路如图2e所示。

通过上述工作模态分析，可知：Lb的充放电时间分别为：D1Ts和D2Ts；L0的充放电时间分别为：D1Ts和D3Ts。

3.2改进型SEPICPFC的分析

3.2.1中间电容电压VC1

如图3b所示，改进型SEPICVC1电压不再等于输入电压Vin，而是一个固定中间的值。VC1能够起到功率解耦的作用。基于Lb和L0的伏秒平衡有式中，D2和D3分别是Lb和L0电感电流下降的占空比；D1则是开关管导通的占空比。同时，可以得到在一个线周期Tl，中间电容的电流平均值可表示为其中s1(t)CTi是电容电流在一个开关周期Ts内的平均值。在一个周期内电容电流波形如图3a所示，在开关管导通时，电容电流iC1(t)=iL0(t)，当开关管V关断后，iC1(t)=iLb(t)。基于第二部分所表示的每个模态的电感电流iLb(t)和iL0(t)，可以求得根据电容电荷平衡原理可知，在半个线周期内，电容电流的平均值必须为零，因此有式中VC1的隐式表达式，必须借助数值方法才能求解。因此可将其表示为：从式（16）可以看出，对于既定输出电压V0和交流电压vac而言，在Lb和L0均工作于DCM模式时，VC1的值仅取决于Lb与L0的比。

3.2.2占空比D1的近似计算

占空比D1的计算基于以下两种假设：①占空比D1基本恒定；②快速输出电压调节。根据电路工作原理，很容易知道，输出功率主要来自于两部分：①在开关管V关断期间，电感L0直接传输到负载；②在开关管V关断期间，Lb通过中间电容C1传递到负载，因此由于快速的输出电压调节，故占空比近似为

4新型LED照明驱动实验研究

本文提出的无电解电容的LED照明驱动如图4所示。该驱动方案有以下3点不同：①为了消除电解电容，本文采用了增大纹波法，因此22μF的薄膜电容可以用来代替传统的电解电容，从而提高LED驱动的寿命；②为了提高效率，LED电流调节器采用本文提出的超高效率的Twin-BusBuck开关变换器，其拓扑结构如图4a所示。该电路的工作原理可以参考文献[14]；③要求PFC预处理必须提供Twin-Bus电源，因此，必须对前面分析的改进型SEPIC变换器进行进一步改进，将电感L0用变压器的励磁电感代替，并将变压器设计为中心抽头形式，最终形成如图4b所示结构。

实验室完成了一台50W的原理样机，该样机设计指标为：输入交流电压Vrms:85～135V，60Hz；负载为3串16×1.1W的LED负载，功率约50W,PFC开关频率53kHz，功率因数大于0.96，效率大于90%，无电解电容。

根据以上设计指标，结合第三部分的分析，本文设计的满足上述指标的SEPICPFC参数如下：SEPIC-derivedPFC：共模电感8mH,输入电容Cin0.22μF/500V，输入电感Lb156μH,选用PQ2016磁心进行设计实现，VDx选用STTH3L06U600V/3A,C1选用450V/22μF的薄膜电容，功率开关管选用STB11NM60T4，L0感值为220μH，采用PQ32/30实现，变压器匝数比为25:22:3，输出电容则为100V、40μF的薄膜电容。

Twin-BusBuck变换器：调光管V_Dim选用100V耐压的FDS3672；VD03～VD05为10V耐压的肖特基二极管BAT60A_E6327；VD0为100V耐压的肖特基二极管PDS5100H，电感L01～L03则选用SLF7045T-330MR82-PF电感，其值为33μH。控制器选用美国国家半导体公司的LM3407芯片，控制每串LED电流为恒定的350mA，其内部集成了导通电阻最大0.77Ω的开关管。

图5为输入交流电压Vrms为85V的实验波形。从图中可以看出，输入电流与输入电压相位相同，输入电流很好的跟随输入电压，实现了功率因数校正，实际测试PF值0.97。中间电容电压VC1为115V，纹波约50V，正如图3分析所示起到功率解耦。输出电压VDC1很好的稳定在设计值50V上，说明控制器的调节功能很好。图5b显示了在输入电压峰值点电感Lb电流，开关管电压Vds和输出二极管电压VD02的波形，证明电路工作模式正常，与预期完全一致。

图6为输入交流电压Vrms为120V的实验波形。从图中可以看出，输入电流与输入电压相位相同，输入电流很好的跟随输入电压，实现了功率因数校正，实际测试PF值0.98。中间电容电压VC1为180V，纹波约40V，正如图3分析所示起到功率解耦。输出电压VDC1很好的稳定在设计值50V上，说明控制器的调节功能很好。图6b显示了在输入电压峰值点电感Lb电流，开关管电压Vds和输出二极管电压VD02的波形，证明电路工作模式正常，与预期完全一致。

可PWM调光Twin-BusBuck变换器的实验波形如图7所示。从图7a可知，随着调光管V_Dim的导通和关断，LED电流能够快速在0～350mA以400Hz为周期进行变换，完全满足调光要求。LED电流的稳态波形和低端开关管的波形如图7b所示，从图中可知V03管的电压应力仅为5V，正是VDC1和VDC2之差，和理论分析完全一致。

图8a给出了LED照明驱动的PFC级效率、功率因数随输出功率的变化曲线。正如图8a所示，系统的功率因数始终保持在0.92以上，最高效率为92.8%。图8b为LED照明驱动的输入电流谐波分布图，从图中可知，输入电流谐波远小于IEC—6100—3—2ClassC的指标要求。

5结论

当前，大容量电解电容的使用，已经大大影响了LED照明驱动的使用寿命，成为制约LED广泛用于照明的最大瓶颈。本文提出了一种无电解电容的LED照明驱动方案，该方案主电路拓扑采用改进型SEPIC变换器作为PFC预处理级，Twin-BusBuck变换器作为电流调节器。改进型SEPIC的提出和采用，在不降低系统效率的同时，克服了传统SEPIC用于PFC时必须采用大容量电解电容的缺点，提高了LED照明驱动的使用寿命。详细分析了改进型SEPIC的工作原理和电路特性。实验样机的研制和测试证明，所提出的无电解电容的LED照明驱动，同样可达到满载0.96以上的功率因数和整机效率91.6%。